APFC技术在通信电源中的应用

一、引言

在通信用开关电源系统中，为了减少输入电流谐波，降低其对电网的污染，同时有利于后级DC-DC变换电路的稳定工作，交流输入侧多采用有源功率因数校正技术。功率因数是一项非常重要的指标，定义为有功功率和视在功率之比，理想情况下其值为1。然而普通开关电源的功率因数并不高，其原因是：交流输入经整流、大电容滤波后，仅在交流电压正弦波顶部附近滤波电容被充电，使得输入电流呈现脉冲波形。这种电流的基波是和输入电压同相位的，产生有功功率。但电流波形中较大的高次谐波与输入电压既不同频也不同相从而产生无功功率，通常功率因数很低。较低的功率因数不仅降低了电源利用率，同时因谐波电流流过线阻抗引起交互干扰，产生EMC 难题；大谐波电流增大了传输损耗的同时也给电网带来了危害，并可造成线路过载。可见，功率因数对通信系统中设备高效、安全、稳定的运行有着直接影响。
提高功率因数最简单的方法是无源补偿法，但由于无源法中应用的器件体积大而笨重且性能指标不理想，目前最先进的方法是采用有源功率因数校正技术（APFC）。与无源校正相比，有源功率因数校正电路抑制谐波效果更明显，总谐波含量可抑制在5%以内，功率因数可达到0.9以上，接近单位功率因数。

二、APFC电路的基本原理

单相有源功率因数校正电路的控制主要包括应用乘法器的电流连续工作方式（CCM）和射随器的电流非连续工作方式（DCM）。输出功率在700W以上电源目前主要以CCM方式为主，主电路拓扑多采用升压（boost）变换器,这主要是由于boost变换器具有输入电流小、效率高、输入电压范围宽的优点；同时储能电感也可作为滤波器抑制RFI和EMI噪声。基本工作原理见图1，其中的boost变换器工作于CCM方式，可以看出，控制电路采用了电压、电流双闭环控制，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流，电压反馈网络的取样信号是变换器的输出电压。正比于输入电流的取样信号与乘法器的输出进行比较，经处理转换成PWM脉冲，控制功率管S导通或关断。功率管导通后，电感电流线性上升。当取样电流与参考电流相等时，控制器使功率管关断，此时电感的自感电势使二极管D导通，储能电感L通过二极管D对电容C放电，电感电流线性下降。随后第二个开关周期开始，重复上述过程。通过对电感电流进行采样并实施控制，使电感电流的幅值与输入电压同相位的正弦参考信号成正比，从而达到功率因数校正的目的。同时根据输出电压反馈，利用乘法器电路来控制正弦电流，以获得稳定的电压输出。

图1

三、关键电路设计与实例

实例中涉及到的有关设计数据有：


3.1　功率级电路分析

由于稳态时一个周期内电感的平均电压为零，即维持伏秒平衡，于是有

式中：
T_ON--功率管S导通时间

T_OFF --功率管S关断时间
输出电压

式中：D—功率管S的导通占空比，

因D总是小于1，所以
占空比

因输入电压

故

说明在半个电网周期内占空比是时变的。且在电网电压过零时达到最大，在电网电压的峰值处降到最小。
其中电感电流为：

3.2　输出电压的选择

通常，输出电压要高于最大输入电压的峰值的10%左右。设D8　D9 考虑器件耐压等因素，可选择380V。

3.3　升压储能电感的设计

升压储能电感所需电感量是由开关纹波电流设计值决定，若允许较大的纹波，则可减少电感量。最坏情况出现在低电网电压同时输出最大负载时的峰值电流。PFC电感中的最大纹波电流，通常选择为最大峰值线路电流的20%左右，即

由式（3）可得

设最小
若则由上述（7）、（8）式得到

电感的设计还包括磁芯材料与规格的选用，以及铜损、铁损估算等，因篇幅限制，本文不再详述。

3.4输出电容设计

决定输出电容的选择因素有:电容耐压、输出电压纹波、以及维持时间。通常

为15～50ms左右，典型值为30ms。因

式中维持负载工作的最小电压=300V(由后级DC-DC变换器设计输入决定)，于是输出电容
因输入功率是瞬时电压与电流的乘积，故进入输出电容的功率是正弦变化的，当输入电压高时储存能量，输入电压低时则释放能量以保持输出功率不变。这一变化的能量流在输出电容上引起二次谐波电压纹波，故此，输出电容必须承受与控制二次谐波电流，即纹波电流。
纹波电流
代入本例数据I=（0.707 870）/（380 0.95）=1.7A
根据输出纹波电压设计要求，结合纹波电流大小，计算输出电容等效串联电阻（ESR）值。

依据上述计算参数及耐压要求，查手册实际选用3支的电容并联。

3.5　功率器件选择

开关管与二极管必须有足够的电流、电压裕量，以及足够的开关速度，同时还应设法降低功耗与热阻以保证电源可靠工作。
1) 功率MOSFET选择依据
峰值电流

工程上常取
所选MOSFET的电流定额为

所选MOSFET的电压定额为

对于输出电压小于400V的PFC电路,通常选用耐压500V的MOSFET，本文实选器件为IRFP460（20A/500V）。
2) 功率二极管选择依据
功率二极管电流定额为

代入实例相关参数

功率二极管电压定额为

本例中实选器件为BYV29（9A/500V）

3.6　电流取样电阻R 的设计

APFC电路的输出功率是由流过电流取样电阻上的峰值电流决定的。
电流取样电阻选择应保证在低电网电压输入且最大负载条件下，其压降小（通常小于1V）、耗散功率小的要求，从而减少电网电压损失且提高电源效率。
电流取样电阻的取值由下式决定

在本例控制电路中

　于是得到

3.7 双闭环控制电路频率补偿

双闭环控制目的是使输入电流跟随输入电压的变化，并使输出纹波小、输出电压稳定。
1）电流环的补偿
电流环设计的目标是保证输入电流以最小的相位与波形失真跟踪输入电压，为此带宽必须足够大，同时为了电路稳定，必须对电流环路进行补偿。极点通常加到放大器接近开关频率的响应点，以减少噪声敏感度。本电路交越频率选在10kHz。
2）电压环的补偿
电压环的带宽由输入失真的总量决定，输入失真由输出纹波电压造成。对电压环的要求，实际上是为了保持输入电流失真最小，同时电压环必须适应输入电压以及负载电流的变化。通常该级带宽大约为10Hz左右。环路响应太快，将干扰电流环的调整，引起输入电流的畸变；响应过慢，在输入电网以及负载变化时将会导致过高的瞬态输出电压。
3.8 实验结果
根据上述理论，成功设计了一种通信用高频开关整流模块，功率因数校正的实验结果如图2、3所示。图2中波形2表明输入电流已校正为正弦波，输入功率波形A为100Hz正弦波，验证了上述的理论分析；图3中“Limit[mA]”为标准限定值， “Measurement[mA]”为样机实测值，测试数据表明输入电流谐波得到了有效抑制。


图2

图3

四、结语

本文讨论了APFC电路在通信用电源系统中的应用，着重分析了工作原理及设计过程。实验结果表明实现了高功率因数的校正，测试指标达到了设计要求。

参考文献

[1]刘胜利.现代高频开关电源实用技术.电子工业出版社，2001.
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[5]“Unitrode Uc3854 Date Sheet”,Unitrode integrated Circuits,Merrimack,NH