反激电源及变压器的最大占空比实现

在开关电源当中，占空比发挥着重要的作用，它起着调整开关管导通时间的作用，占空比的值越高，就意味着输出电压越高。占空比在反激电路的设计当中也同样适用，接下来，就将为大家介绍一种产生最大占空比的反激电路设计，以及变压器参数的确定。摸索出了适用于各种PWM芯片的高频反激直流电路算法。

PWM控制器的选择

电路设计当中，几种常见的高频反激式电源集成控制器有两种类型，单芯片式和双芯片式。很多生产商都根据自己的 IC原理编制了电路的设计程式，这些程式都是针对芯片的特有参数设计的，从原理上都能相互解释 ，但却不能通用。对比这些计算程式可以得出：选择 PWM控制器的IC时应考虑不同控制 IC的不同参数，诸如功率控制等级、电流或电压控制模式、频率的要求;不论选用何种驱动芯片，影响变压器设计的主要参数只是频率及控制的最大占空比，其它参数对外部主电路计算的影响可忽略不计;可以在此基础上找到一种符合反激式电路原理并适合不同 PWM芯片的电路设计方法。

Flyback反激电路原理分析

首先从反激式开关电源的基本原理图开始，如图1所示，输入电源首先经过EMC电路滤除差摸及共模干扰，并对交流输入进行整流。 PWM芯片决定MOSFET的导通与截止。在 MOSFET导通期内，能量储存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器为空载工作;在 MOSFET截止期内变压器励磁电感中的储能释放，转变成感应电势传送到次级，经过整流和滤波后输出直流电压。

图 1高频反激式电源基本原理

若初级电流经过磁化电感区后降至零，即为不连续导通模式;若磁化电流未降至零，则为连续导通模式。反激电路工作于连续模式时，其变压器磁心的利用率会显著下降，所以无特殊情况应避免使用。

PWM集成芯片通常接收电流负载最大的输出电路反馈信号，由此来调节 MOSFET的占空比。如果输出的负载增大，则 PWM脉冲控制的导通时间增长，流过初级线圈的电流线性上升，电流峰值增大，变压器储能增加，从而可提高次级带负载能力。开关管和输出整流管的振铃可引起高频 EMI或者环路不稳，解决的办法通常是加吸收电路。

基于最大导通时间计算方法的推导

高频反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，其设计中的相互制约因素很多。在计算过程中 MOSFET与变压器的铁心可根据设计者的需要在一定范围内选择，本文主张从控制最大占空比参数入手。PWM控制芯片一旦选定，其工作频率与最大占空比也就确定了下来，若超出最大占空比，电源很容易进入非正常工作模式。已知的参数

由设计人员根据用户需求确定的参数包括：最大输入电压 Uinmax、最小输入电压 Uin min、各路输出电压 Uo1、Uo2?Uon、各路输出电流(最大值)Io1、Io2?Ion、最大输出的功率总和 Pomax。

由设计人员选择的 PWM芯片决定的参数包括：开关频率 fsw、MOS管最大导通时间 Tonmax、最大占空比 Donmax。

根据电路特点和设计经验估计的参数包括：变压器效率η、变压器励磁电感系数 Klk。

变压器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感为初级电感的 5%)。反激时励磁电感中的储能乘以开关电源效率，即为输出功率，反激式电源效率η一般为 0.7～0.8，这里设η=0.75。

简化计算的假设

图2 示出反激电源拓扑电路。

图中Lm：励磁电感、Llk1：初级漏感、Llk2：次级漏感。

假定：若磁芯带有空气隙，其磁导G 远小于铁氧体，所以在计算磁路磁导时忽略铁氧体的磁导，而只计空气隙的磁导;由于高频变压器线圈匝数一般很少，可以忽略变压器线圈电阻，因此在MOS管导通期内变压器初级电流呈线性上升;在任何时候磁芯都无磁通饱和，即应选取饱和磁通密度高，且有足够大的磁路截面积的磁芯;反激设计合理，在最小电压输入最大功率输出时，初级线圈处于临界连续模式，MOSFET导通瞬间有电流I=0，MOSFET关断时有变压器初级峰值电流Ipk。

励磁电感的推导

若选定芯片最大导通占空比为Don max，则MOSFET 最大导通时间：

假定Klk=0.95，η=0.75，则一个周期内变压器储存并释放的总能量：

同时，能量来自MOSFET 导通时段初级线圈储能：

励磁电感Lm=Klk=Lp。

反激电压Uf 的确定及MOS 管的选取

图3 示出反激电源工作时MOSFET 漏-源极电压uds 波形

假设滤波电容足够大，在拓扑电路反激过程中，励磁电感放电电流iLm 也是线性变化，如图4 所示。

图4 Ilm与Uds的关系

MOSFET 关断时电压均值等于输入电压与变压器反激电压之和。由图4可见，MOSFET 关断时有一个尖峰噪声电压，该噪声电压和泄放回路的设计、MOS 管的关断速度这两个因素有关。设计Uf 时必须考虑变压器饱和磁通密度、MOS 管的耐压值、PWM芯片的最大导通时间。如图4 所示，若tint=0，电源工作在临界连续模式。tint 阶段变压器无电能传递，所以理论上Uf 应尽量小。如果Uf 设计合理，则在最小输入电压及最大功率输出时tint=0，电源工作在临界连续模式。此时：

由此式可估计出Uf。选取MOS 管耐压应超过峰值电压，电流额定值大于Ipk，导通时电阻越小越好。变压器参数的确定

初次级匝比的计算：

式中Udiode———次级高频整流管的通态压降

可由AwAe 法求出所需的变压器铁芯：

式中Aw———磁芯窗口面积，cm2 Ipk———初级峰值电流，A;

Ae ———磁芯截面积，cm2 Lp———初级电感量，μH;

Bw———磁芯工作磁感应强度，T;

Ko———窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2～0.4;

Kj———电流密度系数，一般取395A/cm2;

根据求得的AwAe 值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

初次级匝数及气隙计算

适当加大气隙，可适当减小需求的初级电感量，防止铁芯饱和。但气隙越大，漏感也越大。由于：

式中lg———气隙长度Np———初级匝数。

至此，高频反激电源变压器部分设计推导结束。

计算举例

用TNY2634 制作开关电源，输入直流电压20～28V，要求开关电源输出直流电压12V，输出功率6W，变压器效率假定0.95，电源开关频率为130 kHz，最大占空比为0.5。由式(4)得初级电感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激电压Uf=20V。选定次级高频整流管的通态压降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定选用铁氧体磁路截面积为11×10- 6m2， 空气隙长度为(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次级线圈匝数Np =37.7 匝;由式(14)得次级线圈匝数Ns=24 匝。

本篇文章对计算比较困难的新手来说很有帮助。主要对反激式电压的公式进行了确定。并且根据MOS管的最大通导时间进行了各种算法的实际计算。从本篇文章当中可以看出，如果要完成一个完整的电路，需要解决EMC、泄放回路的计算、输出滤波设计等一系列的问题。电源设计还有很多知识值得我们继续学习。