工程师实战经验：PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法

　　目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。

　　下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。

　　要求条件：

　　全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。

　　磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A5W的电源变压器。

　　1.EFD15变压器设计

　　目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。

　　所以从对变压器作最小漏感设计入手：

　　已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2，

　　次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。

　　通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。

　　因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm。

　　为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts。

　　因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，

　　得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,

　　取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5

　　取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,

　　即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。

　　确定NP=248Ts.

　　假设：初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量（间隙）。

　　得：初级铜线可用外径为：9.2/(248/3+1)=0.109mm，对应的实际铜线直径为0.089mm，太小（小于0.1mm不易绕制），不可取。

　　假设：初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕，初级铜线可用外径为：9.2/(248/4+1)=0.146mm，对应的铜线直径为0.126mm，实际可用铜线直径取0.12mm。

　　IC的VCC电压下限一般为10~12V，考虑到至少留3V余量，取VCC电压为15V左右，

　　得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=37.5Ts,取38Ts。

　　因PSR采用NV线圈稳压，所以NV的漏感也需控制，仍然按整层设计，

　　得：NV线径=9.2/(38+1)=0.235mm,对应的铜线直径为0.215mm，实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。

　　到此，各线圈匝数就确定下来了。

　　绕完屏蔽后，保TAPE1层；

　　再绕初级，按以上计算的分4层绕制，完成后包TAPE1层；

　　为减小初次级间的分布电容对EMC的影响，再用0.1mm的线绕一层屏蔽，包TAPE1层；

　　再绕次级，包TAPE1层；

　　再绕反馈，包TAPE2层。

　　可能有人会说：怎么没有计算电感量？因前面说了，CORE的B/H不确定，所以得先从确定饱和AL值下手。

　　把变压器CORE中柱研磨一点，然后装上以上方式绕好的线圈装机，并用示波器检测Rsenes上的波形，见下图中R5。

　　输入AC90V/50Hz，慢慢加载，观察CORE有没有饱和，如果有饱和迹象，拆下再研磨……直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象。（此波形需把波形放大到满屏观察最佳）

　　OK，拆下变压器测量电感量，此时所测得的电感量作为最大值依据，再根据厂商制造能力适当留+3%~+5%的误差范围和余量，如：测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH，误差为+/-0.1mH。

　　现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。

　　已知：E1和E2铜线直径为0.1mm,实际外径为0.12mm；

　　NP铜线直径为0.12mm,实际外径为0.14mm；

　　NS铜线直径为0.4mm,实际外径为0.6mm；

　　TAPE采用0.025mm厚的麦拉胶纸。

　　A.

　　NV若采用铜线直径为0.2mm,实际外径为0.22mm

　　线包单边厚度为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE

　　=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.22+0.025*2=1.77mm.

　　B.

　　NV若采用铜线直径为0.1mm双线并饶,实际外径为0.12mm

　　线包单边厚度为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE

　　=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.12+0.025*2=1.67mm.

　　测量或查EFD15的BOBBIN的单边槽深为2.0mm，所以以上2种方式绕制的变压器都可行。

　　2.EPC13的变压器设计

　　依然沿用以上设计方法，测量或查BOBBIN资料可得EPC13BOBBIN幅宽为6.8mm，

　　次级匝数为：6.8/0.6=11.3Ts,取11Ts.

　　初级匝数为：11*16.5=181.5Ts,取182Ts.

　　反馈匝数为：15/(5+1)*11=27.5Ts,取28Ts.

　　EPC13的绕线方式同EFD15，在这里就不再重复了。

　　以上变压器设计出的各项差数是以控制漏感为出发点的，各项参数（肖特基的VF,MOS管的电压应力余量……）都是零界或限值，实际设计中会因次级绕线同名端对应输出PIN位出现交叉，或输出飞线套铁氟龙套管，或供应商的制程能力，都会使次级线圈减少1~2圈，对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数；另，目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本，为保留更大的电压应力余量，需再减少初级匝数；以上的修改都会对EMC辐射造成负面影响，对应的取舍还需权衡，但前提是必须使产品工作在DCM模式。

　　从08年市场上推出PSR原边反馈方案到现在我一直都有在用此方案设计产品，回顾看看，市场上也出现了很多不同品牌的PSR方案，但相对以前刚推出的PSR控制IC来说，有因市场反映不良而不断改进的部分，但也有因为恶性竞争而COSTDOWN的部分。主要讲讲COSTDOWN的部分。

　　因受一些品牌在IC封装工艺上的专利限制，所以目前大部分的内置MOS的IC（不仅是PSR控制IC，也包括PWM控制IC）采用的是在基板上置入控制晶圆和MOS晶圆，之间用金线作跳线连接，这样就有2个问题产品了：

　　1.金线带来的EMC辐射。

　　2.研制控制晶圆的公司可以自己控制控制晶圆的成本，但MOS晶圆一般采用的从MOS晶圆生产上购买，这样一来，MOS晶圆的成本控制也成为IC成本控制的案上肉。

　　辐射可以采用优化设计来控制。

　　但MOS晶圆的COSTDOWN的路径来源于降低其VDS的耐压，目前已有很多不同品牌的IC将VDS为650V的内置MOS降到620~630V，甚至560~600V。这样一来，只控制漏感降低VDS峰值电压是不够的，所以还需为VDS保留更大的电压应力余量。

　　下面再以EPC13为实例，讲讲优化设计后的变压器设计。

　　方法同上，先计算出次级，因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBINPIN位交叉，所以需预留1匝空间，得：次级匝数为：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts.

　　再计算初级匝数，因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量，所以反射电压取之前的75%

　　得：（Vout+VF）*n<100*75%

　　输出5V/1A，采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般为0.55V。

　　代入上式得：n<13.51,

　　取13.5，得NP=10*13.5=135Ts.

　　代入上式验证（5+0.55）*（135/10）=74.925<75,成立。

　　确定NP=135Ts.

　　下面再计算反馈匝数，

　　依然取反馈电压为15V，

　　得，15/（5+0.55）*10=27Ts.

　　下面来确定绕线顺序。

　　因要工作在DCM模式，且采用无Y设计，DI/DT比较大，变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流，影响EMC噪音，所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽，且引出端接NV的地线。