输入并联输出串联有源箝位电流型半桥研究

摘要：针对能馈电子负载低压大电流输入、高增益和输入电流纹波小的要求，这里提出了输入并联输出串联(PISO)有源箝位电流型半桥电路。该电路可实现所有开关管的零电压开通，控制简单，同时增大了输入电流容量，减小了输入电流纹波，实现了输出电压倍压。这里给出了在能馈电子负载应用中变换器的变压器匝比、漏感、次级整流方式和输入电流恒流控制的设计方法。最后，设计制作了一台1 V输入、48 V输出200 W实验样机。实验结果表明，该电路在低压大电流输入情况下工作稳定，满足能馈电子负载的要求。
关键词：变换器；有源箝位；电流型半桥；能馈电子负载

1 引言
    如今，在光伏发电、UPS和能馈电子负载等很多应用场合，由于要并网运行，因此均需要将较低的直流电压升至380 V或700 V，再通过逆变器变换为工频交流电。高增益、高效率直流升压变换器在这些系统中有广泛应用，此处能馈电子负载要求输入电压1 V，输出电压48 V，满载输入电流200 A，满载输入电流纹波小于3％，很多高增益直流升压变换器难以满足要求，如移相全桥电路、电流型推挽电路、增加了倍压单元的Boost电路等均存在一定缺点。故这里给出了PISO有源箝位电流型半桥电路，两相交错并联进一步减小输入电流纹波，输出串联可实现输出电压倍压，输入电流闭环控制可实现输入恒流和两相电路均流。设计制作了一台1 V输入、48 V输出200 W的样机，实验结果满足能馈电子负载的要求，并验证了该变换器的优良性能。

2 基本原理
    图1示出PISO有源箝位电流型半桥变换器主电路，其中VS1～VS4为主开关管，VSa1～VSa4为箝位开关管，Cc1，Cc2为箝位电容，VS1～VS4占空比的相位分别为0°，180°，90°，270°。单组有源箝位电流型半桥电路的工作原理此处不再阐述，下面主要分析该电路总的输入输出波形。

    该变换器的电压增益为：
   
    式中：F=Llk／(T,R)Llk为变压器漏感，Ts为开关周期，R为负载电阻；n为变压器初次级匝比；D为主开关管占空比。[!--empirenews.page--]
    在此处实验中，变压器初级仅有一匝，变压器漏感可控制得很小，Llk<<TsR，F可以忽略，因此M可简化为：
   
    电路输入电流iL的波形如图2所示。电感电流iL1的电流纹波峰峰值△iL1=UinDTs／L1。iL由4路电感电流交错并联而成，且运行时占空比在0．2～0．8之间，所以iL的纹波峰峰值△iL<0．268△iL1。iL为4路电感电流之和，增大了变换器输入电流容量。每个电感流过总电流的1／4，且电感电流纹波大于iL纹波的3．73倍，在输入电流有效值和纹波峰峰值一定的情况下，减小了电感的感值和电流容量，从而减小了电感的体积和损耗。

    输出电容C1和C2串联，使输出电压实现了倍压，增大了变换器的升压比，使变换器实现高增益变得容易。同时，整流桥二极管的电压应力降为Uo／2，可选择小耐压的二极管，相同电流容量下耐压小的二极管在性能和价格上优于耐压大的二极管，可以减小电路损耗和成本。
    VS1关断时，由于死区，VSa1还未开通，其寄生体二极管VDa1正向导通，主开关管的漏源极电压被箝位为箝位电容电压。实际电路中，由于线路寄生电感、开关管寄生电感和电容寄生电感的存在，主开关管关断时的漏源极电压尖峰会高于箝位电容电压，但维持在一个合理的电压范围内。相比硬开关的情况，可以有效减小开关管的电压应力。

3 参数设计及讨论
3．1 变压器匝比的确定
    由电压增益公式推出，变压器初、次级匝比为：
   
    由N计算式可知，该变压器N值为电流型半桥的一半，可有效减小变压器体积。输入电压Uin=1 V，输出电压Uo=48 V，稳态运行时，设定D=0．65，代入式(3)，得N=8．4。实验电路中，为将变换器满载时的D控制为合理的值，选取N=15。
3．2 变压器漏感设计
    为获得主开关管的零电压开通，变压器漏感必须足够大才能在主开关管开通前将其漏源极间电容上的电荷抽走，使其达到零电压，并将筘位开关管的漏源极充电至箝位电容电压UCc1。因此：
   
    实验电路输入电流很大，故Ilk_p很大，所需要的漏感很小就可满足开关管零电压开通。[!--empirenews.page--]
3．3 功率器件的选择
    主开关管和辅助开关管的电压应力均为UCc1，UCc1=nUo，主开关管的电流应力为2iL1，箝位开关管的电流应力为iL1。变压器次级二极管的电压应力为Uo／2。设变换器效率为η，根据功率守恒：UinIinη=UoIo，由电路工作原理知，流过每只二极管的电流有效值为Io／4，故二极管电流应力为：
   
4 变压器次级整流方式分析
    变压器次级通常有全波整流和桥式整流两种整流方式，原理图如图3所示。

    结合该能馈电子负载系统的要求，选择桥式整流，主要原因是：①变换器所需变压器初次级匝比为1：15，由于次级匝数较多，在变压器窗口截面积中占了很大比例，如果采用全波整流，次级的匝数会加倍，这样将需要更大的磁芯来绕制，极大地增加了变压器的体积；②桥式整流二极管的电压应力为24 V，选择桥式整流，便可选择更小耐压的肖特基二极管，降低单只二极管的导通压降和成本；③该实验软开关的实现所需的变压器漏感很小，漏感大会引起大电压尖峰和损耗，不带中心抽头的变压器漏感可做得更小。

5 输入电流恒流控制
    能馈电子负载要求恒流输入，故需对变换器进行输入电流闭环控制。当有源箝位电流型半桥电路两个桥臂参数差异不大时，两个电感电流均流性能良好，因此对于PISO有源箝位电流型半桥电路，仅需对iL12和iL34进行电流闭环控制，使得iL12=i34=Iin／2，便可达到总输入电流Iin的恒流控制和各个电感电流均流。
    该电路输入电流波形与Boost电路相似，故可等效成Boost电路进行建模，如图4所示。

    代入实验电路各参数，采用PI补偿网络，根据所需的闭环增益和相位裕量，可求出实验电路所需的PI参数。[!--empirenews.page--]

6 仿真结果
    为验证理论分析，使用Matlab进行了电路仿真，仿真参数如下：电路输入电压1 V，输出电压48 V，输入电流200 A，开关频率50 kHz，电感为0．7μH，变压器初级1匝，次级15匝，漏感为60 nH，输入电容470μF，输出电容1．36mF。

    Matlab仿真结果如图5所示。图中a～d分别为电感电流iL1～iL4的纹波波形，e为iL的纹波波形，可见iL的频率为电感电流的4倍，纹波峰峰值小于电感电流的1／4，各路电感电流平均值相等，实现了输入均流，验证了上述理论分析。

7 实验结果
    基于上述研究进行实验。制作了一台200 W实验样机，输入电压为1 V，输出电压为48 V，输入电流为200 A，开关频率50 kHz，DSP控制器采用dsPIC33FJ16GS504。实验参数如下：主开关管和箝位开关管为IPP015N04N，二极管为肖特基二极管DSSK80-0045B，箝位电容为MKP10-15μF。实验测得变换器最高效率为82．7％，满载效率为61．8％。满载实验波形如图6所示。可见，主开关管和箝位开关管在满载时均实现了零电压开通。由图6c可见，iL的频率为开关频率的4倍，与仿真和理论分析相吻合。图6d中，输入电流和输出电压波形表明变换器稳态运行良好，两者纹波峰峰值均满足能馈电子负载要求。

8 结论
    理论分析和实验结果表明，输入并联输出串联有源箝位电流型半桥电路减小了变压器和电感的体积，减小了输入电流纹波，实现了输入电流恒流控制和电感电流均流，并实现了高增益和较高的效率，很好的满足了能馈电子负载对于低压大电流输入高增益变换器的要求。