基于DSP的双极性双调制波高频链逆变器实现

1 引言

DC／AC逆变电源应用广泛，传统的低频逆变技术采用工频变压器，其缺点明显。所谓高频链逆变技术就是采用高频变压器替代低频变压器传输能量，并实现变流装置初、次级电源之间的电气隔离，减小了变压器的体积和重量，克服了低频逆变技术的缺点，显著提高了逆变器的特性。

双向电压型高频链逆变器存在一个固有的缺陷，即采用传统PWM技术的周波变换器换流时漏感能量会引起电压过冲。在不增加拓扑复杂性的情况下，采用合理的调制方法可解决这一问题。双极性双调制波方法是一种有效的方案，在不加箝位或吸收电路时，该方法可以实现高频逆变桥开关管的ZVS开通和周波变换器开关管的ZCS关断；滤波电感电流极性选择信号的引入，避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象。此外，该控制方法易于用数字控制实现。这里在全桥全波式高频链逆变器拓扑的基础上，实现了基于DSP TMS320F2812的双极性双调制波控制策略。

2 主电路与工作原理

全桥全波式高频链逆变器的基本结构如图1所示，主要由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器和输出滤波器组成。其中VS1～VS4为高频逆变桥的开关管，VS5～VS8为周波变换器的开关管，T为高频变压器，Lf，Cf组成滤波器，Ui为输入直流电压，uo为输出电压。该拓扑具有变换效率高、可靠性高、双向功率流和两级功率变换等特点。

双极性双调制波控制的原理图如图2所示。它将三角波作为载波，调节器的输出与其相反值作为调制波，对电路中的开关管进行控制。高频逆变桥可看作单相方波逆变器，若不考虑死区时间，则逆变桥开关管驱动信号的占空比恒为0．5。周波变换器采用移相控制，驱动信号由调制波及其相反值分别与三角载波交截得到，移相角随正弦规律略有变化。为保证周波变换器开关管换流时滤波电感电流连续，VS5和VS7，VS6和VS8的驱动信号间应有共态导通时间。另外，周波变换器开关管流过的电流为滤波电感电流，为防止周波变换器开关管在换流时电路产生环流，应检测滤波电感电流的极性来控制周波变换器中各开关管的通断。

由图2可知，采用双极性双调制波策略时，高频逆变桥可以视为方波逆变器。在周波变换器中，忽略滤波电感电流极性选择，当Uo>0时，VS5，VS7为超前臂，VS8，VS6为滞后臂；当uo<0时，VS5，VS7为滞后臂，VS8，VS6为超前臂。当不考虑高频逆变桥死区以及周波变换器换流重叠区时，所有开关管驱动信号的占空比为0．5。

在该控制方法中，高频变压器传递的是占空比恒为0．5的交流方波，高频交流方波再经过周波变换器进行低频解调，输出双极性SPWM波，经低通滤波后，输出正弦波。该控制方法解决了电压型高频链逆变器换流时固有的电压过冲问题，控制信号易于用数字控制实现。

3 控制信号的实现原理与DSP系统

传统的移相技术的驱动信号实现较为简单，用常用的集成PWM控制器即可实现，如IC芯片UC3875等。周波变换器开关管驱动信号的占空比并非完全恒定，相位差随正弦规律变化，用IC实现较复杂。而利用DSP生成脉冲，只需编程，使用事件管理器就能产生高频链逆变器所有开关管的驱动信号，并且精度高，稳定性好。
此处利用TMS320F2812芯片的事件管理器来产生高频链逆变器所有的脉冲。产生开关管的控制信号的原理如图3所示。

定时器GP工作在连续增减计数模式，即从零开始递增计数至设定值，然后又递减计数至零，如此循环，计数周期为开关管的一个开关周期。

高频逆变桥各开关管的驱动信号为ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其产生过程较为简单。如图3所示，当定时器工作在增计数模式时，UgVS 1，VS4为高电平，ugVS2，VS3为低电平，而当定时器工作在减计数模式时，ugVS1，VS4为低电平，ugVS2，VS3为高电平。无论输出电压为何值，均在定时器计数至周期值或零时发生跳变，即计数值与比较寄存器值在H，H’点匹配。

周波变换器的控制信号为ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在图3a中，当定时器工作在增计数状态时，计数值与比较寄存器值在I点及J点发生比较匹配，ugVS5，ugVS8为高电平；当定时器工作在减计数状态时，计数值与比较寄存器值在I’点及J’点发生比较匹配，ugVS5，ugVS8跳变为低电平。ugVS6，ugVS7分别与ugVS5，ugVS8互补，则可以产生4路移相PWM控制信号，移相角随正弦规律略有变化。

图3b与图3a原理类似，只是ugVS5，ugVS7从超前臂变为滞后臂，VS8，VS6从滞后臂变为超前臂。载波比较示意图如图3c所示，其中ur为调制波，um为其反值，uc为双极性的三角载波，Tc为载波周期，A为正弦调制波幅值，B为三角载波幅值。

DSP的定时器工作在连续增减计数模式，设当定时器工作在增计数模式时三角波的斜率为k1，由图3c及两点直线方程可知：

设正弦调制波ur的函数为yr=sinωt，um的函数为ym=-sinωt。将t1，t2及在该时刻的函数值代入式(1)得到：

当开关频率很高时，可认为sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，则得到周波变换器开关管第1个高频脉冲宽度为：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M为调制比，M=A／B。
当DSP的定时器工作在减计数模式时，设三角波的斜率为k2，同理得到：

当开关频率很高时，可认为sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，则得到周波变换器开关管第2个高频脉冲宽度为：

当载波比为偶数时，设载波比为2N，则周波变换器开关管的第n个高频脉冲的宽度为：

根据以上对全桥移相PWM的原理分析，可以设计其实现的软件和控制系统。

基于DSP的双极性双调制波高频链逆变器的系统如图4所示。DSP芯片为TMS320F2812。系统实现了双极性双调制波控制算法的程序，生成脉冲触发信号，建立了正弦数据表，采用增量式PI算法完成了闭环控制算法。

4 仿真与实验结果

基于上述理论分析和系统设计，通过仿真和实验对方案进行了验证。仿真参数：输入直流电压30 V，高频变压器变比38：34：34，输出滤波电感1 mH，滤波电容4．4μF，开关频率40 kHz，电阻负载，输出电压为400 Hz。LC滤波器前端的电压为双极性SPWM波，经滤波后输出正弦波。在单闭环控制下，高频链逆变器分别带阻容、阻感负载、突加电阻负载及带整流性负载时的输出电压uo、电流io波形如图5所示。系统空载时，uo的峰值处稍有畸变；带整流性负载时uo在第1个周期没有达到稳定，且波形的正弦度略差。但系统带电阻、阻容、阻感负载时，uo波动小，波形正弦度较高，总而言之，该高频链逆变器具有良好的带载能力。

通过实验对该控制方案进行了验证，实验参数与仿真参数一致，实验结果如图6所示。高频链逆变器的uo，io波形如图6a所示。由图可知，uFE经滤波后，输出400 Hz／46 V的正弦电压，且uo的正弦度较好。图6b为系统在电压瞬时值闭环控制下高频链逆变器的动态特性。由图可知，在负载突变瞬间，逆变器输出电压uo，电流io波形存在畸变，uo需经过约一个周期才能达到稳定值，但总而言之系统的带载特性及动态性能良好。

通过观察各开关管的工作状态得出结论，在采用双极性双调制波控制方式时，无论滤波电感电流的极性如何，高频逆变桥的所有开关管均实现了ZVS开通；周波变换器开关管为ZCS关断，实现了自然换流；每个开关周期内，有两次交流侧能量回馈直流侧的过程，高频链逆变器滤波前输出双极性SPWM波，滤波后输出400 Hz的正弦波；并且系统在闭环控制下，有良好的稳、动态特性。故基于DSP控制的双极性双调制波模式高频链逆变器是正确可行的。

5 结论

针对全桥全波式高频链逆变器拓扑，采用双极性双调制波控制策略，利用TMS320F2812型DSP芯片产生数字化控制信号，实现过程简单灵活。实验结果表明：系统带载能力和动态特性良好，高频链逆变器输出很好的正弦波电压。逆变器的开关管实现了零电压开通，周波变换器的开关管实现了零电流关断，故实验结果证明该控制方案是可行的。