智能温度传感芯片中Δ-Σ调制器的设计

摘 要： 从模数转换的基本理论出发, 在对一阶Δ-Σ调制器原理深入解析的基础上，得到Δ-Σ ADC动态输入范围的计算方法。利用Matlab simulink 建立了二阶Δ-Σ调制器系统模型，对调制器电路进行仿真和参数优化，对其性能进行了有效评估。使用轨对轨折叠式共源共栅运算放大器作为调制器的积分器，增大了调制器的动态输入范围；设计的高速比较器将NMOS 负载管交叉耦合从放大器输出端引入正反馈，提高了转换速度。设计实现了一款适用于14 bit温度转换芯片的二阶△-∑调制器,信噪比SNR可达87 dB。
关键词： Δ-Σ调制器；Matlab建模；轨对轨

传统的A/D、D/A转换器常采用单纯的电阻网络设计，其优点是对采样率要求不高。由于A/D转换器精度的提高,传统的转换器在深亚微米工艺下很难实现。Σ-ΔADC是一种基于由Inose和Yasuda在1962年提出的Σ-Δ噪声整形技术的过采样型A/D转换器，通过速度换取精度, 降低了对电路性能的要求, 是实现高精度ADC的一种有效方式[1]。由于Σ-Δ调制器具有的噪声整形作用，现代集成微加速度计越来越多采用Σ-Δ调制器来实现一个模数转换过程，实现数字信号输出是未来智能传感器必备的条件之一[2]。
1 一阶Δ-Σ调制器的分析
图1所示为一阶积分电路，在输入和反馈通道上加入增益环节，同时也避免了Δ-Σ调制器模型积分器饱和现象的发生。这里采用反相积分器，clk1与clk2为一对非重叠时钟脉冲，clk1d为clk1 delay时钟，Vcm为虚地。若不考虑反馈，在clk1时，采样电容C1上的电荷为Q1=C1×Vin，当clk2积分相到来时，积分电容C3上的电荷量是Q2=C3×(Vcm-Vout)。

2 二阶Δ-Σ调制器的设计
如图2所示，为二阶Δ-Σ调制器模型。模型包括：信号源sin wave、增益模块gain、单位延迟积分unit delay、比较器relay、频谱分析模块B-FFT。相对于非延时积分器，采用延时积分器的一个很大的好处在于运

放不

二阶 Δ-Σ需要选择合适的A/C，改善动态范围和使输入积分器饱和的线性度，使输入积分器的输入电压摆幅减小。本文采用轨对轨输入的折叠共源共栅放大器，因此积分器输入范围为0～5 V，输出范围0.3 V～4.7 V。通过MATLAB建模，使积分器各输入输出处在工作范围内，仿真得到各系数A=0.3，B=0.6，C=0.8，D=0.6。当输入信号变化快时，输出数字信号更加密集，进行FFT分析，仿真得到SNR的结果为 87 dB。
图3为本文设计的二阶Δ-Σ调制器的具体电路框图。由开关电容积分器、锁存比较器和1位D/A组成。表1表述了该电路的时序工作状态。当nT时刻clk1导通时，第一级积分器的采样电容C1对Vin(nT)电压采样，此时，第二级积分器采样电容C4对Vo1[(n-1)T]进行采样，锁存比较器将数据QB[(n-2)T]输出。当clk2导通时，第一级积分器积分，得到Vo1(nT)，第二级积分器积分得到Vo2[(n-1)T]，同时锁存比较器对积分输出电压Vo2[(n-1)T]进行比较，得到Q(n-1)，计数器输入数据QB[(n-2)T]。当(n+1)T时刻，clk1导通时，C1对Vin[(n+1)T]采样，C4则对Vo1(nT)采样；锁存比较器将数据QB[(n-1)T]输出；clk2导通时，第一级积分器积分，得到Vo1[(n+1)T]，第二级积分器积分得到Vo2(nT)，同时锁存比较器对积分输出电压Vo2(nT)进行比较，得到Q(n)，计数器输入数据QB[(n-1)T]。由此可知，从信号输入到调制器输出QB，信号延迟了两个周期。

一位D/A反馈，采用开关电容结构实现。当第二级积分器的输出大于Vcm的时候，比较器的输出Q=1，QB=0。当控制时钟的采样相clk1到达时，clk1d&Q=1，电容C3被充电到Vref+。当积分相clk2到达时，储存在C3上的电荷，被传送到放大器负输入端，与C1上的电荷相减以后，进行积分，使得积分器的输出下降。反之，当比较器输出Q=0，QB=1时，电容C3被充电到Vref-，当积分相到达时，电荷相加积分后，使积分器的输出上升。这样就完成了1位D/A的转换，系统形成了负反馈，使得数字输出如影随形地跟随模拟输入。
3 二阶Δ-Σ A/D调制器的仿真
CMOS温度传感模块将温度信号转换成与之对应的电压信号,并经过电平移位，增强其驱动能力。转换得到的电压信号进入二阶Δ-Σ调制器，锁存比较器得到的数字信号再进入14 bit计数器进行计数。静态仿真波形如图4，在25 ℃下，温度传感模块输出电压经过电平移位后VTOUT=2.6 V，即为二阶Δ-Σ调制器的输入。

动态仿真采用了频谱分析FFT法，仿真条件为：输入正弦信号频率为800 Hz，幅值为0.4 V，得到系统总的输入输出波形的SPICE仿真波形如图5所示。在输入信号平衡点附近的区间，输出信号变化比较快，而在输入信号接近于最大值时，输出信号变化较慢。这正是由Δ-Σ调制器是对前后两个采样值之差进行量化引起的，因为在平衡点附近，输入信号变化很快，而在最大值附近输入信号变化相对缓慢。根据输出的仿真结果，利用HSPICE编写FFT的网表对调制器的输出信号进行FFT处理，以求得该系统的信噪比。求得的输出信号的功率谱密度如图6。可以得到该系统的信噪比SNR为82 dB，有效位数。可以看到HSPICE的仿真结果与Matlab中的仿真结果SNR=87 dB不同，这是由于Δ-Σ 调制器的非理想特性造成，如时钟抖动、开关噪声、积分器有限带宽和饱和电平等。

智能温度传感芯片集成了带隙基准电压电路、偏置电路和控制时钟产生电路等外围模块。利用Matlab simulink对二阶Δ-Σ调制模块进行建模、仿真和参数设定；采用轨对轨折叠式共源共栅放大器增大信号输入范围；并利用正反馈的高速锁存比较器，提高了转换速度。应用Cadence和HSpice仿真工具对系统进行了仿真，并从仿真结果来看，其信噪比为 82 dB，精度可以达到14 bit，测温动态范围为-50 ℃～150 ℃。在完成电路设计的基础上，应用Cadence的Vituoso Layout Editor完成了系统的所有版图设计，通过了基本的版图验证，证明其符合生产流片的要求，并进行样片的生产，已经成功流片和测试。
参考文献
[1] YAO L,STEYAERT M,SANSEN W.A 1 V 140 uW 88 dB audio sigma delta modulator in 90 nm CMOS[J].IEEE Journal of Solid-state Circits，2004，39(11)：1182-1817.
[2] HORN G V D，HUIJSING J H.Integrated smart sensor calibration[J].Analog Integrated Circuits and Signal Processing，1997，14：207-222.
[3] David A Johns，Ken Matin著模拟集成电路设计[M].曾朝阳译.机械工业出版社.2005：283-288.
[4] Amourah Mezyad M，Geiger Raudall L.A High Gain Stategies Using Positive-feedback Gain Enhancement Technique，Circuit and Sustems[C].2001.ISCAS.The 2001 IEEE International Symposium on，2001：631-634.