基于DSP的光伏逆变电源的研制

0 引言

太阳能光伏发电是一种将太阳光辐射能直接转换为电能的新型发电技术。太阳光辐射能经过光伏蓄电池转换为电能，再经过能量储存、控制与保护、能量变换等环节，使之可按人们的需要向负载供电，从而实现对太阳能的利用。光伏蓄电池阵列所发出的电能为直流电，但是大多数用电设备采用的是交流电方式，所以系统中需要有逆变器将直流电变换为交流电以供负载使用。显然，逆变器的效率将直接影响到整个系统的效率，因此，研究光伏逆变系统对整个太阳能光伏发电系统具有重要的意义。

本文将介绍一种基于LF2407A的光伏逆变电源，该电源输入电压的变化范围为22 V到26 V，输出为220 V/50 Hz的正弦交流电压，最大输出功率为1 kW;有过压、过流、欠压、输出过载、过热保护等多重保护功能。

1 主电路

本系统的主电路采用两级变换：推挽升压和全桥逆变两级变换，前后级之间通过变压器完全隔离。基于DSP控制系统的硬件结构框图如图1所示。太阳能蓄电池提供的低压直流电经过推挽升压电路、滤波电路后得到高压的直流电压，经逆变后得到220 V/50 Hz的正弦电压输出，再经过滤波后供给负载。DSP通过传感器得到滤波电感电流、系统温度、输出电压等信号，通过对这些采样信号进行分析与处理，输出修正后的SPWM控制信号，使输出电压始终稳定在所设定的期望值上。

1.1 推挽升压电路

推挽升压电路如图1 所示。在电路中，两个晶体管接在带有中心抽头的升压变压器的一次侧，D1，D2为给感性电流提供能量的返回二极管，即此电路由两个完全对称的单端正激变换器组合而成。功率管M1、M2被相位相差180毅的控制信号控制，交替导通。若控制信号交替驱动M1、M2，则经过变压器耦合产生高压矩形交流电压，此高压高频交流电再经整流电路转化为高压直流电。

设计时，单管最大占空比取D=0.45，工作频率为50 kHz;考虑到光伏阵列输出电压的波动性，一般为22 V到26 V。为了保证能提供足够稳定的直流输出电压，计算推挽电路变压器变比时取最小输入电压22 V，输出为350 V。考虑整流器和滤波电感压降，取变压器二次侧电压为355 V，则根据式(1)有

1.2 功率MOSFET的选择

推挽电路中开关管承受的最高稳态电压Vds为最大输入电压的2 倍，考虑到变压器漏感引起的电压尖峰的影响，一般要考虑取一个系数k，这里取k 为1.3，即选择的MOSFET 的电压Vds必须大于1.3伊2伊26= 67.6 V。本系统中的功率MOSFET选用FAIRCHILD 公司的FQA160N08，其漏-源极电压为80 V，其通态电阻RDS=0.005 6 赘。

1.3 整流器件的选择

对于推挽电路整流二极管的选择，要求具有正向压降小，反向漏电流小，反向恢复时间短等特点。通常使用的整流二极管有快恢复二极管和肖特基二极管。肖特基二极管的正向通态压降很小，为0.3~0.8 V，大电流肖特基二极管的导通压降也只有1 V，而快恢复二极管的导通压降都在1 V以上。因此，采用肖特基二极管可以减小通态损耗;但肖特基二极管的反向耐压较低而反向漏电流较大，只适用于低压输出的电源(<24 V)，所以本文选用快恢复二极管。本系统中的整流电路采用全桥整流，全桥整流电路的支路电流I0为

1.4 驱动电路

在逆变器的应用中，驱动电路的作用是将控制输出信号放大、并驱动功率晶体管。它输出的脉冲幅值、波形直接影响到功率晶体管的开关特性、整机效率与调节特性。因此，设计一种可靠，稳定的驱动电路对于逆变器来说是十分必要的。本设计中的晶体管驱动芯片采用惠普公司生产的HC原PL-316J，它是一种IGBT门极驱动光耦合器，其内部集成集电极/发射极电压欠饱和检测电路及故障状态反馈电路，为驱动电路的可靠工作提供了保障。其特性为：兼容CMOS/TTL电平;光隔离，故障状态反馈;开关时间最大500 ns;欠饱和检测及欠压锁定保护;过流保护功能;宽工作电压范围(15耀30 V)。驱动电路接线图如图2 所示。来自DSP的PWM控制信号，经过死区发生电路完成死区的设置。当PWM 电平变为高电平时，开始对电容进行充电。由于PWM 高电平的电压为一定值，死区时间由电容C 决定。充电时电容C上的电压变化方程为

2 检测电路的设计

2.1 电压采样电路

直流电压采用分压采样，经线性光耦隔离后送入电压调理电路。本系统采用线性光藕HC原NR200 进行隔离，其在一定范围内，输出电压与输入电压呈正比变化，输出与输入的比例系数几乎保持不变。这种方法实现了输入与输出之间的隔离，精度较高，线性度较好。调理电路的接线如图3 所示，VDC 接光耦的输出，VDC_REF 接DSP 的A/D 输入口,VDC_INT 接DSP 的外部中断接口。

DSP 通过对VDC_REF 采样来获得输出电压值，根据采样值实时地调整PWM 输出。当输出过压时，VDC_INT由高电平变为低电平，触发DSP 中断，实施过压保护动作。

2.2 电流采样电路

电流采样变压器二次侧电流值经霍尔传感器检测后送入控制板的检测回路。该回路由分压电路，绝对值电路组成。回路将电流的值转换成0~3.3V 的电压信号送入DSP 的A/D 转换接口进行A/D转换。电路接线如图4 所示。IU接霍尔传感器的输出，IDC_REF接DSP的A/D输入口，IDC_INT接DSP 的外部中断接口。输入信号经分压电路，把电流信号转换成电压信号。由于LF2407 的A/D是单端采样，要把负的电压值转换成DSP能获取的值，所以采样信号要经过绝对值电路，把负的电压转换成等值的正电压。当输出过流时，IDC_INT由高电平变为低电平，触发DSP中断，实施过流保护动作。

2.3 温度检测电路

温度检测电路中采用精密温度传感器LM335，其返回0~3.3V的电压信号送入DSP的A/D转换口进行转换，用于确定功率器件工作时散热片的温度，接线如图5 所示。TM接温度传感器的输出，TM_OUT 接DSP 的A/D 输入口，通过采样电路实现对系统温度的实时监控。

3 DSP 中SPWM 的实现

在LF2407 中，SPWM 的产生是通过事件管理模块(EVM)的全比较来实现。全比较主要包括硬件比较器、定时器、全比较寄存器CMPR1、全比较寄存器CMPR2。SPWM 波产生过程：把定时器的计数模式设置成连续增/减计数模式来模拟三角载波，计数器的值从0 开始计数，到达周期值时再往下计数。在这期间将两个全比较寄存器的值与计数器的值进行比较，在第一次相同时(增计数)，对应的PWM 输出脚(PWM1、2，PWM3、4)的输出极性发生变化;第二次相同时(减计数)，对应的PWM 输出脚(PWM1、2，PWM3、4)的输出极性再次发生变化，这样就实现了PWM输出。DSP的这些比较，全部由硬件实现，所以只要每个开关周期更新全比较寄存器的值，就可以实现PWM控制。载波的频率(开关频率)由定时器的定时周期和计数模式决定，具体为

4 结语

本文介绍了一种基于DSP 的光伏逆变电源，并给出了详细的硬件和软件设计方案。多重的保护功能增强了系统的可靠性和稳定性;利用DSP强大的处理能力和控制能力大大减化了系统的软硬件设计。最后对样机进行测试，当输入电压为22~26 V之间变化的直流电时，系统输出为220 V/50 Hz的正弦交流电，波形失真度<5豫，系统可靠稳定，结果表明该设计方法正确可行。