三电平光伏并网逆变器共模电压SVPWM抑制策略研究

目前, 多电平变流器以其突出的优点在高压大功率变流器中得到了日益广泛的应用,它不仅能减少输出波形的谐波，也易于进行模块化设计[1, 2]。二极管中点箝位式(NPC)三电平拓扑结构即是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[3] 。然而在三电平变流器的应用中, 也出现了一些问题，特别是共模电压问题。目前，变频器共模电压的抑制方法主要有两种：一是外加无源滤波器等，或有源滤波器[4-6]，这类方法会导致体积和成本显著增加，且不易应用于高压大容量场合;二是通过控制策略从源头减小共模电压，文献[7]、[8]提出一种SPWM消除共模电压的调制方法。该方式是通过异相调制来消除开关共模电压,但是存在直流电压利用率低、线性调制区过小的问题。

针对SPWM调制的电压利用率低、不利于运用于各种调制比工况下的缺点，本文从三电平逆变器共模电压形成机理出发，提出了一种基于优化电压空间矢量(SVPWM)方法, 可有效抑制三电平逆变器输出共模电压。并通过Matlab/Simulink软件对该方法进行了仿真验证, 结果表明效果良好。

2 光伏三电平逆变器及其共模电压

本文研究的三电平光伏逆变器系统如图1所示。其输入为光伏阵列的直流电压，逆变器主拓扑为NPC三电平结构。设直流母线电压的幅值为Vdc,用开关状态字“1”,“0”和“-1”分别表示逆变器每相输出为+Vdc/2、0和-Vdc/2的三种状态,则三相三电平逆变器总共有27种不同的开关状态。根据幅值和相位可以画出三电平逆变器的电压空间矢量图，具体如图2所示。

对于三电平逆变器而言, 必须保证输出电压的基波分量幅值与输出频率成一定的正比关系变化, 其共模电压的计算与它们的触发方式有关。设Ua、Ub、Uc分别为逆变器的三相相电压。根据三相三线制的对称性原理, 推得三相输出电压波形的共模电压为：

(1)

因而，对应三相三电平每一种开关序列的共模电压大小如表1所示。

通常的空间矢量调制策略都会使用图2中所记载的19种有效矢量，以达到直流母线电压利用率高，输出谐波小。但是会带来较大的输出共模电压，最高VCM幅值会达到了Vdc/3。图3显示的是母线电压Vdc=600V时，一种普通SVPWM产生的共模电压最大幅度达到了200V, 这样大的共模电压会对系统造成很大的不利影响。

图3 普通SVPWM下共模电压波形

3 抑制共模电压SVPWM原理

从表1中的27种状态可以看出, 对于可控的PWM输出波来讲, 其输出共模电压的幅值在0Vdc～Vdc/2之间变化。欲减小共模电压，应尽量不使3个输出端与同一“+”极性端或“-”极性端连接, 避免2个端子一起接到“+”极性端或“-”极性端，而另一个端子接到直流中性点, 如使用表中D类的7个状态字, 此时逆变器的输出共模电压为0，但不能只选用D类矢量，因为那样虽能很好的抑制共模干扰，但却因为少的合成矢量会造成参考电压过渡不平滑，使得逆变器输出线线间电压波形变差，因此需要均衡考虑共模差模问题。本文所研究的SVPWM算法中，就是选择合理输出共模电压较小的矢量来合成参考电压矢量。由表1可见(111,-1-1-1)，(110,101,011, 0-1-1,-10-1,-1-10)八个开关状态造成了很大的共模干扰，因此，本研究就避开这八个开关状态(即图2中方框中的矢量)，这样就能从源头上降低逆变器的共模输出电压。

本文具体采用CDE三类矢量，这样，理论上即可以把逆变器输出共模电压幅值降为Vdc/6。然而可用矢量的减少使得无法采用传统的七段式脉冲触发序列，因此，本策略采用五段式脉冲触发序列。

基于以上分析，可依据下列步骤实现SVPWM算法：

① 确定当前矢量的幅值和角度;

② 判断参考矢量所处的扇区及区域;

③ 确定构成该矢量的实际开关矢量;

④ 确定开关矢量的作用时间及工作顺序。

具体矢量计算方法见文献[3]，本文以图4Ⅰ扇区F区为例，在F区中各矢量持续时间为：

(2)

式2中：ta，tb，tc分别表示矢量V1、V8、V7在一个PWM周期内的持续时间; ;A为输出电压调制比;Ts为开关周期。开关变换次序为(100，10-1，1-1-1，10-1，100)，考虑共模电压抑制后的输出矢量时序如图5所示。对于该扇区的其它小三角形，按照以上过程，确定矢量作用顺序，计算三角形顶点开关矢量作用时间。同理，可以计算出其他扇区内各三角形顶点开关矢量作用时间。

4 仿真验证和分析

根据三电平NPC逆变器数学模型和控制策略，验证本文提出的三电平空间矢量调制算法及其共模电压抑制策略的有效性，针对三相电网负载进行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。以Simulink为平台，SimPower System工具箱为辅助。考虑到用最短的时间得到结论，模块中的控制算法用基于解释的S文件实现。

三电平五段法在每个采样周期内有一相开关不动作，比三电平七段法减少了每个采样周期内开关次数，从而减小了开关损耗，提高了效率。由于在一个开关周期内开关次数减少了，逆变输出电压(电流)的THD有所增大，这就对控制器参数和输出滤波器的设计有了更高的要求。

图6为NPC三电平逆变器的总体结构框图，其中Three-level Bridge为NPC逆变器主拓扑，Three-phase V-I Measurement为主测量模块，SVPWM模块负责产生PWM波。

图6 NPC三电平仿真模型

仿真参数和试验波形如下：电网参数：Em=200V，f=50Hz;滤波电感：LS=1.28mH。直流母线电压Vdc=600v。开关频率fS=10kHz，采样频率fN=10kHz。图7至图10为仿真试验结果波形图。对三相输出的相电压和线电压的频谱进行分析，线电压的THD为1.25%，经输出电感滤波后得到正弦波幅值为311.4V, THD下降到0.27%，如图8所示。相电压的THD为23.96%，主要表现为3次谐波，与普通SVPWM/控制策略下输出相电压(图9)相比较可知，谐波含量还略有下降。

图10为采用优化SVPWM 算法后的共模电压仿真波形。从图中可以明显看出，该方法可将共模电压完全抑制到直流电压的1/6，为100V。

图10 输出共模电压波形

5 结束语

本文提出了一种简略矢量选择的SVPWM 方法，通过特定的矢量合成算法，将共模电压抑制到其直流母线电压的1/6。分析和仿真表明, 该方法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，即Vdc/6，克服了目前一些SPWM方法的缺陷。此外, 本方法用软件实现, 无需增加硬件成本, 不仅对其它领域三电平逆变器控制设计有良好参考意义，也具有广阔的应用价值。