LED照明开关电源设计原理及全过程

一、概论

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间

电源有如人体的心脏，是所有电设备的动力。但电源却不像心脏那样形式单一。因为，标志电源特性的参数有功率、电源、频率、噪声及带载时参数的变化等等;在同一参数要求下，又有体积、重量、形态、效率、可靠性等指标，人可按此去"塑造"和完美电源，因此电源的形式是极多的。

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年**关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。

一般电力要经过转换才能符合使用的需要。转换的例子有：交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率中取小功率等等。

开关电源的工作原理是：

1.交流电源输入经整流滤波成直流;

2.通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管，将那个直流加到开关变压器初级上;

3.开关变压器次级感应出高频电压，经整流滤波供给负载;

4.输出部分通过一定的电路反馈给控制电路，控制PWM占空比，以达到稳定输出的目的。

开关电源设计全过程

1 目的

希望以简短的篇幅，将公司目前设计的流程做介绍，若有介绍不当之处，请不吝指教。

2 设计步骤：

2.1 绘线路图、PCB Layout.

2.2 变压器计算。

2.3 零件选用。

2.4 设计验证。

3 设计流程介绍(以DA-14B33为例)：

3.1 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明。

3.2 变压器计算：

变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，以下即就DA-14B33变压器做介绍。

3.2.1 决定变压器的材质及尺寸：

依据变压器计算公式

B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)

Lp = 一次侧电感值(uH)

Ip = 一次侧峰值电流(A)

Np = 一次侧(主线圈)圈数

Ae = 铁心截面积(cm2)

B(max)依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss之间，若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power.

3.2.2 决定一次侧滤波电容：

滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。

3.2.3 决定变压器线径及线数：

当变压器决定後，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温昇记录为准。　　3.2.4 决定Duty cycle (工作周期)：

由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。

NS = 二次侧圈数

NP = 一次侧圈数

Vo = 输出电压

VD= 二极体顺向电压

Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压

D =工作周期(Duty cycle)

3.2.5 决定Ip值：

Ip = 一次侧峰值电流

Iav = 一次侧平均电流

Pout = 输出瓦数

效率

PWM震荡频率

3.2.6 决定辅助电源的圈数：

依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。

3.2.7 决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力)：

依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。

3.2.8 其它：

若输出电压为5V以下，且必须使用TL431而非TL432时，须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用。

3.2.9 将所得资料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。

3.2.10 DA-14B33变压器计算：

输出瓦数13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可绕面积(槽宽)=10mm，Margin Tape =? 2.8mm(每边)，剩余可绕面积=4.4mm.

假设fT = 45 KHz ，Vin(min)=90V， =0.7，P.F.=0.5(cosθ)，Lp=1600 Uh

计算式：

变压器材质及尺寸：l

由以上假设可知材质为PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可绕面积(槽宽)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可绕面积为4.4mm.

假设滤波电容使用47uF/400V，Vin(min)暂定90V.

决定变压器的线径及线数：

假设NP使用0.32ψ的线

电流密度=

可绕圈数=

假设Secondary使用0.35ψ的线

电流密度=

假设使用4P，则

电流密度=

可绕圈数=

决定Dutyl cycle：

假设Np=44T，Ns=2T，VD=0.5(使用schottky Diode)

决定Ip值：

决定辅助电源的圈数：

假设辅助电源=12V

NA1=6.3圈

假设使用0.23ψ的线

可绕圈数=

若NA1=6Tx2P，则辅助电源=11.4V

决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力)：

MOSFET(Q1) =最高输入电压(380V)+ =

=463.6V

Diode(D5)=输出电压(Vo)+ x最高输入电压(380V)=

=20.57V

Diode(D4)=

= =41.4V[!--empirenews.page--]

其它：

因为输出为3.3V，而TL431的Vref值为2.5V，若再加上photo coupler上的压降约1.2V，将使得输出电压无法推动Photo coupler及TL431，所以必须另外增加一组线圈提供回授路径所需的电压。

假设NA2 = 4T使用0.35ψ线，则

可绕圈数= ，所以可将NA2定为4Tx2P

变压器的接线图：

3.3 零件选用：

零件位置(标注)请参考线路图： (DA-14B33 Schematic)

3.3.1 FS1：

由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。

3.3.2 TR1(热敏电阻)：

电源启动的瞬间，由於C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。

3.3.3 VDR1(突波吸收器)：

当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之後)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考量，可先忽略不装。

3.3.4 CY1，CY2(Y-Cap)：

Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ， AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有"回"符号或注明Y1)，此电路因为有FG所以使用Y2-Cap，Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。

3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1：

X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction规范一般可分为： FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种 ， FCC测试频率在450K~30MHz，CISPR 22测试频率在150K~30MHz， Conduction可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但价格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安规规定必须要有泄放电阻(RX1，一般为1.2MΩ 1/4W)。

3.3.6 LF1(Common Choke)：

EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI特性及温昇，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温昇可能较高。

3.3.7 BD1(整流二极体)：

将AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极体，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。

3.3.8 C1(滤波电容)：

由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V的电容。

Re：开关电方设计?过祘

3.3.9 D2(辅助电源二极体)：

整流二极体，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异：

1. 耐压不同(在此处使用差异无所谓)

2. VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V)

3.3.10 R10(辅助电源电阻)：

主要用於调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大於8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。

3.3.11 C7(滤波电容)：

辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。

3.3.12 Z1(Zener 二极体)：

当回授失效时的保护电路，回授失效时输出电压冲高，辅助电源电压相对提高，此时若没有保护电路，可能会造成零件损坏，若在3843 VCC与3843 Pin3脚之间加一个Zener Diode，当回授失效时Zener Diode会崩溃，使得Pin3脚提前到达1V，以此可限制输出电压，达到保护零件的目的。Z1值的大小取决於辅助电源的高低，Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值，原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可)。

3.3.13 R2(启动电阻)：

提供3843第一次启动的路径，第一次启动时透过R2对C7充电，以提供3843 VCC所需的电压，R2阻值较大时，turn on的时间较长，但短路时Pin瓦数较小，R2阻值较小时，turn on的时间较短，短路时Pin瓦数较大，一般使用220KΩ/2W M.O

3.3.14 R4 (Line Compensation)：

高、低压补偿用，使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之间)。

3.3.15 R3，C6，D1 (Snubber)：

此三个零件组成Snubber，调整Snubber的目的：1.当Q1 off瞬间会有Spike产生，调整Snubber可以确保Spike不会超过Q1的耐压值，2.调整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好。R3使用2W M.O.电阻，C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐压500V的陶质电容)。

3.3.16 Q1(N-MOS)：

目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种，6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小，所以温昇会较低，若IDS电流未超过3A，应该先以3A/600V为考量，并以温昇记录来验证，因为6A/600V的价格高於3A/600V许多，Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值。

3.3.17 R8：

R8的作用在保护Q1，避免Q1呈现浮接状态。

3.3.18 R7(Rs电阻)：

3843 Pin3脚电压最高为1V，R7的大小须与R4配合，以达到高低压平衡的目的，一般使用2W M.O.电阻，设计时先决定R7後再加上R4补偿，一般将3843 Pin3脚电压设计在0.85V~0.95V之间(视瓦数而定，若瓦数较小则不能太接近1V，以免因零件误差而顶到1V)。

3.3.19 R5，C3(RC filter)：

滤除3843 Pin3脚的杂讯，R5一般使用1KΩ 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶质电容，C3若使用电容值较小者，重载可能不开机(因为3843 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者，也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题。

3.3.20 R9(Q1 Gate电阻 )：

R9电阻的大小，会影响到EMI及温昇特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度较慢，EMI特性较好，但Q1的温昇较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小， Q1 turn on / turn off的速度较快，Q1温昇较低、效率较高，但EMI较差，一般使用51Ω-150Ω 1/8W.

3.3.21 R6，C4(控制振荡频率)：

决定3843的工作频率，可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率，C4一般为10nf的电容(误差为5%)，R6使用精密电阻，以DA-14B33为例，C4使用103P/50V PE电容，R6为3.74KΩ 1/8W精密电阻，振荡频率约为45 KHz.

3.3.22 C5：

功能类似RC filter，主要功用在於使高压轻载较不易振荡，一般使用101P/50V陶质电容。

3.3.23 U1(PWM IC)：

3843是PWM IC的一种，由Photo Coupler (U2)回授信号控制Duty Cycle的大小，Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V)，目前所用的3843中，有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种，两者脚位相同，但产生的振荡频率略有差异，UC3843BN较KA3843快了约2KHz，fT的增加会衍生出一些问题(例如：EMI问题、短路问题)，因KA3843较难买，所以新机种设计时，尽量使用UC3843BN.

3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次侧回路增益控制)：

3843内部有一个Error AMP(误差放大器)，R1、R11、R12、C2及Error AMP组成一个负回授电路，用来调整回路增益的稳定度，回路增益，调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确，一般C2使用立式积层电容(温度持性较好)。

3.3.25 U2(Photo coupler)

光耦合器(Photo coupler)主要将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式)，当二次侧的TL431导通後，U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧，此时3843由Pin6 (output)输出off的信号(Low)来关闭Q1，使用Photo coupler的原因，是为了符合安规需求(primacy to secondary的距离至少需5.6mm)。

3.3.26 R13(二次侧回路增益控制)：

控制流过Photo coupler的电流，R13阻值较小时，流过Photo coupler的电流较大，U2转换电流较大，回路增益较快(需要确认是否会造成振荡)，R13阻值较大时，流过Photo coupler的电流较小，U2转换电流较小，回路增益较慢，虽然较不易造成振荡，但需注意输出电压是否正常。

3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18

调整输出电压的大小， ，输出电压不可超过38V(因为TL431 VKA最大为36V，若再加Photo coupler的VF值，则Vo应在38V以下较安全)，TL431的Vref为2.5V，R15及R16并联的目的使输出电压能微调，且R15与R16并联後的值不可太大(尽量在2KΩ以下)，以免造成输出不准。

3.3.28 R14，C9(二次侧回路增益控制)：

控制二次侧的回路增益，一般而言将电容放大会使增益变慢;电容放小会使增益变快，电阻的特性则刚好与电容相反，电阻放大增益变快;电阻放小增益变慢，至於何谓增益调整的最佳值，则可以Dynamic load来量测，即可取得一个最佳值。

3.3.29 D4(整流二极体)：

因为输出电压为3.3V，而输出电压调整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V)，所以必须多增加一组绕组提供Photo coupler及TL431所需的电源，因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右)，二极体耐压值100V即可，所以只需使用1N4148(0.15A/100V)。

3.3.30 C8(滤波电容)：

因为U2及U3所需的电流不大，所以只要使用1u/50V即可。

3.3.31 D5(整流二极体)：

输出整流二极体，D5的使用需考虑：

a. 电流值

b. 二极体的耐压值

以DA-14B33为例，输出电流4A，使用10A的二极体(Schottky)应该可以，但经点温昇验证後发现D5温度偏高，所以必须换为15A的二极体，因为10A的VF较15A的VF 值大。耐压部分40V经验证後符合，因此最後使用15A/40V Schottky.

3.3.32 C10，R17(二次侧snubber) ：

D5在截止的瞬间会有spike产生，若spike超过二极体(D5)的耐压值，二极体会有被击穿的危险，调整snubber可适当的减少spike的电压值，除保护二极体外亦可改善EMI，R17一般使用1/2W的电阻，C10一般使用耐压500V的陶质电容，snubber调整的过程(264V/63Hz)需注意R17，C10是否会过热，应避免此种情况发生。

3.3.33 C11，C13(滤波电容)：

二次侧第一级滤波电容，应使用内阻较小的电容(LXZ，YXA…)，电容选择是否洽当可依以下三点来判定：

a. 输出Ripple电压是符合规格

b. 电容温度是否超过额定值

c. 电容值两端电压是否超过额定值

3.3.34 R19(假负载)：

适当的使用假负载可使线路更稳定，但假负载的阻值不可太小，否则会影响效率，使用时亦须注意是否超过电阻的额定值(一般设计只使用额定瓦数的一半)。

3.3.35 L3，C12(LC滤波电路)：

LC滤波电路为第二级滤波，在不影响线路稳定的情况下，一般会将L3 放大(电感量较大)，如此C12可使用较小的电容值。

4 设计验证：(可分为三部分)

a. 设计阶段验证

b. 样品制作验证

c. QE验证[!--empirenews.page--]

4.1 设计阶段验证

设计实验阶段应该养成记录的习惯，记录可以验证实验结果是否与电气规格相符，以下即就DA-14B33设计阶段验证做说明(验证项目视规格而定)。

4.1.1 电气规格验证：

4.1.1.1 3843 PIN3脚电压(full load 4A) ：

90V/47Hz = 0.83V

115V/60Hz = 0.83V

132V/60Hz = 0.83V

180V/60Hz = 0.86V

230V/60Hz = 0.88V

264V/63Hz = 0.91V

4.1.1.2 Duty Cycle ， fT：

4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load)

4.1.1.4 Stress (264V / 63Hz full load) ：

Q1 MOSFET：

4.1.1.5 辅助电源(开机，满载)、短路Pin max.：

4.1.1.6 Static (full load)

Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff

90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7

115V/60Hz 18.6 031 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1

132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1

180V/60Hz 18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7

230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9

264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.9

4.1.1.7 Full Range负载(0.3A-4A)

(验证是否有振荡现象)

4.1.1.8 回授失效(输出轻载)

Vout = 8.3Vê90V/47Hz

Vout = 6.03Vê264V/63Hz

4.1.1.9 O.C.P.(过电流保护)

90V/47Hz = 7.2A

264V/63Hz = 8.4A

4.1.1.10 Pin(max.)

90V/47Hz = 24.9W

264V/63Hz = 27.1W

4.1.1.11 Dynamic test

H=4A，t1=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Rise)

L=0.3A，t2=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Full)

90V/47Hz

264V/63Hz

4.1.1.12 HI-POT test：

HI-POT test一般可分为两种等级：

输入为3 Pin(有FG者)，HI-POT test为1500Vac/1minute.Y-CAP使用Y2-CAP

输入为2 Pin(无FG者)，HI-POT test为3000Vac/1minute.Y-CAP使用Y1-CAP

DA-14B33属於输入3 PIN HI-POT test 为1500Vac/1 minute.

4.1.1.13 Grounding test：

输入为3 Pin(有FG者)，一般均要测接地阻(Grounding test)，安规规定FG到输出线材(输出端)的接地电阻不能超过100MΩ(2.5mA/3 Second)。

4.1.1.14 温昇记录

设计实验定案後(暂定)，需针对整体温昇及EMI做评估，若温昇或EMI无法符合规格，则需重新实验。温昇记录请参考附件，D5原来使用BYV118(10A/40V Schottky barrier 肖特基二极管 )，因温昇较高改为PBYR1540CTX(15A/40V)。

4.1.1.15 EMI测试：

EMI测试分为二类：

Conduction(传导干扰)

Radiation(幅射干扰)

前者视规范不同而有差异(FCC ： 450K - 30MHz，CISPR 22 ：150K - 30MHz)，前者可利用厂内的频谱分析仪验证;後者(范围由30M - 300MHz，则因厂内无设备必须到实验室验证，Conduction，Radiation测试资料请参考附件) .

4.1.1.16 机构尺寸：

设计阶段即应对机构尺寸验证，验证的项目包括 ： PCB尺寸、零件限高、零件禁置区、螺丝孔位置及孔径、外壳孔寸…，若设计阶段无法验证，则必须在样品阶段验证。

4.1.2 样品验证：

样品制作完成後，除温昇记录、EMI测试外(是否需重新验证，视情况而定)，每一台样品都应经过验证(包括电气及机构尺寸)，此阶段的电气验证可以以ATE(Chroma)测试来完成，ATE测试必须与电气规格相符。

4.1.3 QE验证：

QE针对工程部所提供的样品做验证，工程部应提供以下交件及样品供QE验证。

开关电源的优缺点

1、功耗小，效率高。在开关电源电路中，晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通-截止和截止-导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz.这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%.

2、体积小，重量轻。从开关电源的原理框图可以清楚地看到这里没有采用笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关电源的体积小，重量轻。

3、稳压范围宽。从开关电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。开关电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关电源。

滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍;即使采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500倍。在相同的纹波输出电压下，采用开关电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容的1/500~1/1000.电路形式灵活多样，有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式等等，设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关电源。

开关稳压电源缺点：

开关稳压电源的缺点是存在较为严重的开关干扰。开关稳压电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器的隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重干扰。

目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因而造价不能进一步降低，也影响到可靠性的进一步提高。所以在我国的电子仪器以及机电一体化仪器中，开关稳压电源还不能得到十分广泛的普及及使用。特别是对于无工频变压器开关稳压电源中的高压电解电容器、高反压大功率开关管、开关变压器的磁芯材料等器件，在我国还处于研究、开发阶段。

在一些技术先进国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在一些问题，不能十分令人满意。这暴露出开关稳压电源的又一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和制造者不予以充分重视，则它将直接影响到开关稳压电源的推广应用。当今，开关稳压电源推广应用比较困难的主要原因就是它的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高。