基于全陶瓷电容的112W长串LED boost驱动器方案
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本参考设计采用MAX16834构建112.5W boost LED驱动器，用于驱动长串LED。这些长串LED被广泛用于路灯和停车场照明。
输入电压：24VDC ±5% (1.49A)
VLED配置：两串并联，每串由19只WLED组成，5Ω电阻用于电流平衡。每串电流为750mA，在75V驱动下提供1.5A的电流。
调光：50μs (最小值)导通脉冲，200:1最高调光比，100Hz调光频率。
注：本设计已经过验证。但并未进行详细测试，有些细节问题尚需进一步测试。
电路说明
概述
本参考设计用于为长串LED提供高压boost电流源，长串LED的应用不仅限于路灯和停车场照明。长串LED允许采用高性价比的LED驱动方案，另外，由于各个LED具有相同电流，可以很好地控制亮度变化。本设计采用24V输入，可提供高达75V的LED驱动输出，可驱动1.5A LED灯串(或多串并联)。测量到的输入功率为115.49W，输出功率为111.6W，具有96.6%的效率。
图2. LED驱动器原理图
图3. LED驱动器布局
PCB
MAX16834 boost设计的印制电路板(PCB)采用通用的两层板(图1和图3)。有些PCB功能要求为可选项，测试时并没有组装这些电路，原理图(图2)中将其标注为“no-pop”。电路板在IC下方布设接地岛，通过单点连接至功率地，以确保低噪声特性。由于很多路灯生产厂商没有适当焊接设备焊接其它形式的封装，例如TQFN封装，因此本设计采用了TSSOP封装IC。图4给出本设计的材料清单。
图4. 材料清单
图5. 设计表格提供了MOSFET和电感的峰值电流和RMS电流。
拓扑
设计采用工作在200kHz连续模式的boost调节器。图5所示表格给出了MOSFET和电感的RMS电流和峰值电流。连续模式设计能够保持较小的MOSFET电流和电感电流。然而，由于MOSFET (Q1)导通期间电流流过输出二极管(D2)，输出二极管的反向恢复损耗较大，并可能导致更大的关断噪声。从图6电路波形可以看出，占空比为69%时，MOSFET的导通时间大约为3.4μs，关断时间大约为1.5μs。一旦MOSFET关断，漏极电压将上升到输出电压与肖特基二极管压降之和。
图7. 输出电压(交流耦合)和开关MOSFET检流电阻的电压
MOSFET驱动
由于采用连续模式设计，MOSFET和电感峰值电流低于工作在非连续模式下的数值。但是，由于在导通和关断期间都有电流流过MOSFET，MOSFET在两次转换期间存在较大的开关损耗。MAX16834以足够强的驱动能力使MOSFET在5ns内完全导通，在10ns内完全关断(图8和图9)，保持较低的温升。如果设计中存在EMI问题，则改变MOSFET栅极的串联电阻R5，以调整开关时间。如果这一变化引起功耗过大，可以增加另一个MOSFET Q2，与Q1并联，以降低温升。
图9. 漏极电压下降时间
输出电容
驱动器的输入和输出电容可以采用陶瓷电容。陶瓷电容具有更小尺寸，工作更可靠，但容值有限，尤其是在设计中要求200V的额定电压。图5中，设计表格显示驱动器需要一个5.4μF电容以满足输出纹波电压的要求;为降低成本和空间，本电路采用4个1.2μF电容(共4.8μF)。输出电压开关纹波为2.88V (图10和图11)，纹波电流为182mA，是输出电流的12%，略大于10%目标参数，但仍然能够满足要求。
图11. LED电压(交流耦合)和MOSFET检流电压
调光
MAX16834提供很好的调光。当PWMDIM (第12引脚)为低电平时，将发生三个动作：第一，开关MOSFET Q1的栅极驱动(NDRV，第15引脚)变为低电平，避免额外的能量传送到LED串;第二，调光MOSFET Q4的栅极驱动(DIMOUT，第20引脚)变为低电平，降低LED串电流并保持输出电容电压固定;最后，为保持补偿电容处于稳态电压，COMP (第5引脚)变为高阻态，以确保IC在PWMDIM返回高电平时立即以正确的占空比启动。每个动作都允许极短的PWM导通时间，因此可提供较高的调光比。
缩短导通时间主要受限于电感的充电时间，参见图12和图13，可以看到电流能够很好地跟随DIM脉冲。在电流脉冲的起始位置有衰减，主要是由于电感电流的爬升(大约12μs或2–3个开关周期)。观察波形，可以看出需要大约40μs至50μs的时间电压才能完全恢复并建立。如果DIM导通脉冲小于50μs，输出电压将在下个关断脉冲的起始处没有足够的时间。在提高DIM占空比之前，将一直持续这种现象。因此，满载(1.5A)时，DIM导通脉冲不应低于50μs。这意味着100Hz DIM频率下，调光比为200:1。降低最小导通脉冲的唯一途径是提高输出电容，这将提高系统的成本，而且在通用照明中并不需要。如果降低LED电流，最小导通时间可随之降低，调光比增大。陶瓷电容表现为压电效应，调光期间会出现一定的音频噪声。不过，通过适当电路板布局，可以最大程度地降低噪声。
图13. 大约50μs的调光脉冲
OVP
图14中，LED串开路，MAX16834的过压保护(OVP)电路在重新启动之前将首先关断驱动器400ms。因为输出电容较小，电感储能可能产生的过冲，因此采用了107V峰值电压设置(高于83V设计值)。
电路调整及其它输入、输出
R15是线性数字电位器，可以在0A至1.7A之间任意调节LED电流。MAX16834具有一个输入(SYNC)，用于同步控制器的开关频率。UVEN输入允许外部控制驱动器(通/断)。REFIN输入端的低阻信号源可以优先于电位器设置，控制驱动器电流。例如，微控制器经过缓冲的DAC可以通过REFIN直接控制LED电流。出现故障(例如OVP)时，FLT#输出低电平。一旦解除故障，信号变为高电平，该信号并不闭锁。
温升
测量效率为96.63% (VIN = 24.01V、I_IN = 1.49A、PIN = 115.49W、VLED = 74.9V、I_LED = 1.49A、POUT = 111.60W)。由于电路的频率较高，驱动器元件并不发热。温度最高的元件为调光MOSFET Q4，温升大约41°C。这一温升是由于小尺寸PCB布局造成的，可以通过增大漏极附近的覆铜面积改善。电感尺寸较大，具有23°C的温升，高于预期的7°C (图15)。电感似乎吸收了部分MOSFET热量，因为它们共用大面积覆铜焊盘。
温度测量
以下温度是在实际LED负载测试中得到的：
VIN:24VDC
Ambient:16°CΔT
L1:39°C23°C
D1:51°C35°C
Q1:51°C35°C
Q3:57°C41°C
IC:33°C17°C
上电步骤
在LED+和LED-之间连接最多20只串联LED，同时串联安培表以测量电流(注：如果LED的正向导通电压完全匹配并且/或者增加串联均衡电阻，可以采用并联架构)。
在VIN和GND之间连接24V、6A电源。
在连接器J2插入短路器。
打开24V电源。
调节R15将电流设置为0至1.5A。
如果需要调光，则在DIM IN和GND之间连接PWM信号(0V至3.3V)。
按照上述内容调节PWM占空比，实现调光。
图14. LED串开路OVP
图15. 预测电感的温升。计算器来自Coilcraft提供的设计支持工具。
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