他激型半桥式开关稳压电源实际电路

他激型半桥式开关稳压电源实际电路

1.他激型半桥式开关稳压电源的电路结构

他激型半桥式开关稳压电源的电路结构如图4-10所示。

 

2.他激型半桥式开关稳压电源电路的工作原理

为了更深入、细致地说明他激型半桥式开关稳压电源电路的工作原理，下面以一个应用实例的工作过程加以分析和讨论，以使读者从中领会和总结归纳出他激型半桥式开关稳压电源电路的工作原理，能更直接地掌握这种稳压电源电路。

(1)应用实例

图4-11所示的电源电路就是一个以MB3759作为PWM控制与驱动器、以两个2SC3562作为功率开关管的他激型半桥式开关稳压电源电路，其输入为110V/60Hz的交流电压，输出为5V/20A的直流电压。

(2)工作原理分析

对该应用实例电源电路的分析分以下几步进行：

① 电源电路的启动。当加上输入电压时，电源经防冲击电流用的电阻R1对滤波电容C1和C2开始充电，其充电时间为22ms，大约经过3个工作周期的时间即可充电到输入电压的峰值。如果输入电压为100V，此时的冲击电流就大约为1002/207A。

(a)功率开关管为GTR

 

 

一方面，经过整流滤波后的输入直流电源电压通过电阻R1和R5加到功率开关管V1的基极上，该电压的上升时间由电阻R5 和电容C3来决定，大约为300ms。这个电压经射极跟随器V1输出后，再通过二极管VD2直接加到PWM控制与驱动器IC1上，成为IC1的启动电源电压。在这个电路中，当IC1的15脚上的电压升高到5V时，其输出端就开始发出PWM驱动信号。也就是说，当IC1的供电电压达到10V时，开关稳压电源开始启动工作。从输入电源电压的投入到整个电路的启动工作所需的时间由时间常数R5·C3来决定，大约延迟3个工作周期的时间。这样一来，大容量的滤波电解电容C4和C5就有足够的充电时间，便可使其完全充满电以后主功率变换器才启动。只要IC1一启动工作，驱动晶体管V5和V6就开始轮换交替导通与截止，通过驱动变压器T1和T2给功率开关管V3和V4加上PWM驱动信号，驱动变换器工作。当功率变换器启动工作以后，输入直流电压经二极管VD3和电阻 R4加到晶闸管VS1的控制栅极上，使其导通。因为这时滤波电解电容C4和C5已完全充满电，故晶闸管VS1导通时就不会有较大的冲击电流出现。

另一方面，只要功率变换器一启动，IC1的供电电源就会由加在功率开关变压器T3上的一个辅助绕组Nf所产生的感应电压经二极管VD8和VD9以及滤波电容C15整流滤波后来提供。

V1是启动用的晶体管，当电源接通时，输入直流电压经电阻R1和R5加到晶体管V1的基极上，其最大电压由连接于基极的钳位二极管VD1限制为13V。该电压经V1组成的射极跟随器进行电流放大后，成为IC1的电源。为了减小电阻R5上的功率损耗，该电阻的阻值要取得大一些。V1采用具有超高值和超高 hfe值的开关管2SD982，其特性曲线如图4-12所示。它具有集电极电流减小时，hfe值降低很少的优点，因此使用这种开关晶体管可以得到低损耗的驱动电路。值得注意的是图4-12中达林顿晶体管的特性在集电极电流小的区域内，hfe值很小，因而就起不到这样的作用。[!--empirenews.page--]

 

② 稳压调节过程。接在功率开关变压器次级绕组中的放大器IC2A是稳压用的反馈放大器，其输出电压经电阻R20和R21组成的分压器1/2分压后，与IC3 产生的2.5V基准电压进行比较，差值经放大后驱动光耦合器IC4中的发光二极管，从而将输出的不稳定波动耦合到初级的IC1的控制端来控制其输出的 PWM驱动信号的脉冲宽度，最后完成稳压调节功能。

③ 过流保护过程。电路中的放大器IC2B是供过流保护用的反馈放大器，2.5V基准电压经电阻R25和R26分压后所取出的0.035V电压与电流检测电阻 R18上的电压降进行比较。当输出端一旦出现过流而使该电流检测电阻R18上的电压降超过0.035V时(相当于电流约为23.6A)，放大器IC2B的输出就变为高电平，同样驱动二极管VD14和光耦合器IC4中的发光二极管，其结果是使输出电压下降，把输出电流限定在23.6A以下，从而起到过流保护的作用④ 输出滤波电路。由电感L1、L2和电容C20、C21组成的输出滤波器是二级滤波器电路，可将输出直流电压中的纹波电压降至30mV(峰-峰值)以下。晶体管V2的作用是在输入电源电压瞬时关断后再接通的场合，当输入电压峰值与电容C4上的电压差过大时，将电容C3上的电荷放掉，推迟晶闸管VS1的导通时间，以防止冲击电流。

(3)几个要讨论的问题

① 如何进一步增加输出功率。当需要进一步增加输出功率时，可采用如图4-13所示的倍压整流电路。如果功率开关管的发射极-集电极的耐压不成问题时，那么通过这种方法，在使用相同功率开关管的条件下，就可以得到两倍于原输出功率的功率。在半桥式变换器电路中功率开关管上所加的电压较低，不会高于输入的直流电源电压的数值。因此，在输入电压高，输出功率大的场合，可以充分发挥其特点。

 

② 高频功率电容的选择。半桥式变换器电路中，与两个功率开关管配对的两个高频功率电容C8和C9是向功率开关变压器T3传输信号的隔直流耦合电容。因这两个电容上所传输的是高频电流信号，因此一定要注意选择合适的电容种类。作为允许高频电流信号大量通过的电容，选择聚丙烯薄膜电容(CBB电容)是最为适宜的。图4-14所示的电路中，将这两个电容减少为一个电容C，虽然其工作原理完全相同，但这种电路在耦合电容C上的电荷为零时，若功率开关管V3导通，则在功率开关变压器T3的初级绕组上会加上比稳态时高出一倍的瞬态脉冲电压，其结果是使次级的整流二极管VD10上出现比稳态时高出一倍的尖峰电压，因此一定要注意选择二极管的耐压。在图4-11所示的电路中，因为变换器启动前电容C8和C9就已充满了1/2的输入直流电源电压，因此就不存在上述问题。

③ 如何防止启动时出现尖峰电压。如果像图4-15所示的那样在输入直流电路中加入分压电阻R1和R2，则因启动前耦合电容C3上就已充好了1/2的输入直流电源电压，因此在启动时就不会发生瞬态过电压现象。该电路中的二极管VD5和VD6是为了防止流过电阻Rb1和Rb2的电流被驱动变压器绕组旁路而加入的。加入的分压电阻R1和R2若阻值选得过低，则功耗就会增大;若选得过大，则电容C3的充电时间就会太长，在输入电源电压开启后，若不经过足够的等待时间后再启动，则仍然是无效的。

④ 如何减小驱动功率。为了以小的驱动功率获得较大的输出功率，如图4-16所示，可在驱动变压器的T1中增加一个反馈绕组Nf，以加大正反馈力度。在这个电路中，加于驱动晶体管V5和V6基极上的驱动信号的相位刚好相反。当输入电源电压接通时，由IC1发出PWM驱动脉冲信号，则功率开关管V5或V6中任意一个导通，而另一个就会截止时，通过电阻R15[!--empirenews.page--]

和R16就会给驱动变压器初级绕组加上电，其结果是使功率开关管V3或V4导通，在功率开关变压器T3的初级绕组中产生电流Io，这时驱动变压器作为电流互感器工作。设反馈绕组的匝数为Nf，基极绕组的匝数为Nb，变换器的输出电流为Io，则功率开关管V3或V4中导通的一只功率开关管的基极电流就为

 

从而使该功率开关管完全导通。在功率开关管已导通时间tON后，处于截止状态的驱动晶体管重新导通，使驱动变压器的初级绕组成为短路状态，这样，驱动变压器的次级绕组电压也变为零，在功率开关管的基极电路中，充在电容Cb上的电压Ucd以反方向加在功率开关管的基极上，使其截止。经过这样的反复动作，变换器就会按照驱动电路所加的脉冲宽度周期性工作。

(4)驱动变压器参数的计算

设功率开关管的基极电流为Ib，集电极电流为Ic，基极绕组的匝数为Nb，反馈绕组的匝数为Nf，则驱动变压器T1的匝数比为

 

对于不同的功率开关管，基极电流Ib与集电极电流Ic之比虽然有所不同，但一般均为五倍左右。此外，若令驱动电路的电源电压为Ud，功率开关管基极的正向压降为Ueb，串联在基极内部的二极管压降为Ucb，则初级绕组的匝数Np可按下式计算：

 

 

 

在匝数比确定后，各绕组的匝数就可采用与普通变压器一样的方法来确定了。

这个电源电路通过正反馈减小驱动功率，并使功率开关管的基极电流与集电极电流成比例，因而始终能以最合适的电流来驱动功率开关管，有可能制作成高效率低损耗的电源电路。使用这样的电路技术生产出来的额定输出功率为5kW、峰值功率为20kW的大功率开关管稳压电源已在实际中得到了广泛使用。

2 他激型半桥式开关稳压电源电路的设计

1.一次整流与滤波电路的设计

(1)整流二极管的选择

我国的工频电网均采用220V/50Hz的输电电网，欧洲一些国家的电网为110V/60Hz，因此在无工频变压器的开关稳压电源电路中，经过全波整流和滤波以后所得到的直流供电电压就为：我们国家为300V，欧洲一些国家为150V。若已知的输出功率为Po，功率变换器的转换效率为80%，依据这些条件就可以确定出所选用的整流二极管来。

① 反向峰值电压Ud的计算。不论是单端式开关稳压电源电路，还是双端式开关稳压电源电路，所选用的工频整流二极管的反向峰值电压Ud的计算方法都是相同的。不管是在原理电路，还是在实际应用电路中，工频整流和滤波以后所得到的直流供电电压不是直接与储能电感线圈相连，就是与功率开关变压器的初级绕组或功率开关管的集电极相连，所以均为感性负载。这样在确定整流二极管的反向峰值电压时，就要考虑到这些与之相连的感性负载在关机和开机瞬间所产生的反向电动势问题。一般均将整流二极管的反向峰值电压选为300V(150V)的两倍，即600V(300V)，这样做是比较安全可靠的。[!--empirenews.page--]

② 正向导通电流的计算。整流二极管的正向导通电流可由下式计算：

 

公式(4-12)中的0.8为变换器的转换效率，300为220V/50Hz的输入电网电压经全波整流与滤波后所得到的 300V直流电压。若为110V/60Hz电网时，上式中的300就为150。另外在计算整流二极管的正向导通电流时，还必须要注意到整流二极管的散热问题。在大功率输出时，整流二极管的正向导通电流也会相应增大。这样就会引起二极管发热，而二极管的散热问题一直是设计人员最为头疼的问题。例如，设大功率输出电源的整流二极管的正向导通电流为5A，由于正向压降最小为0.7V，此时整流二极管的功率损耗就为3.5W。因此为了解决整流二极管的散热问题，提高电源的转换效率，降低它内部的损耗，在选择整流二极管时，除了要选择正向压降小的以外，其正向导通电流也要留有2～3倍的裕量，即为

 

(2)滤波电容的计算

滤波电容的容量与耐压值的确定与计算在第1章中已经讨论过，这里就电解电容的寿命对整个开关稳压电源电路可靠性的影响问题作一简单的论述。

在开关稳压电源电路中，除电解电容以外的其他元器件，如电阻、电感、无极性电容、变压器、二极管和晶体管等，它们只会发生人为的或偶发的破坏和故障。而对电解电容来说，它的大容量的生成是其内部化学反应的结果，因此就会发生损耗性故障。与其他元器件人为的或偶发的破坏和故障模式相比，这种故障模式的问题更加严重。就损耗性故障来说，即使将元器件的数量减少到最少，电路设计得再合理，电解电容的寿命也不会得到提高和延长，同时偶发性故障又总是无法避免的。而损耗性故障的出现又像时钟一样的准确，只要这种电解电容的寿命一到，这种故障就会发生和出现，除非在整个电路中全部不采用电解电容，否则电解电容的故障率总是较高的。

目前市场上的电解电容一般可保证在105℃的温度下有1000～2000h的寿命。近几年来，有些发达国家，如日本、美国、德国、俄国等国家虽然生产出了长寿命的电解电容，但由于价格十分高，难以普及。与其他的元器件相比，电解电容的寿命要短好几个数量级。

电解电容的寿命受温度的影响非常大。其随温度的变化规律遵从“阿类尼厄斯10°法则”，即温度每升高10℃，电解电容的寿命就缩短一半。根据这一法则，在 65℃的环境温度下，寿命为1600h的电解电容，放到105℃的环境温度下，寿命将降为400h。电解电容的寿命将影响电源的寿命，而温度又是影响电解电容寿命最关键的因素。这就给电源的设计和生产提出了一个必须要注意的问题，那就是要注意元器件的合理布局问题。为了最大限度降低它的工作温度，应使电解电容远离电路中的热源，选择漏电流最小的质量最好的电解电容。图4-17给出了电解电容的容量随时间和温度的变化曲线。一般市场上出售的开关稳压电源，虽然标有允许环境温度为0～60℃，但是若在上限温度附近连续工作，其寿命也将会大大缩短，很快将会出现故障或无法使用。对这些电源如果要长期使用，必须要增加裕量，或者采用风机强制通风冷却，以降低电解电容的工作温度。从电源整体可靠性的角度出发，就会发现电解电容是一个电源电路中必不可缺少的，也是最不可靠的元件，可以说电源电路中电解电容的寿命就决定了电源的寿命。

 

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(3)共模电感的确定

在第1章中已经讲述了共模电感的作用、电感量的计算和磁性材料的选择原则等。这里再着重强调一下共模电感的作用。目前国内市场上出售的价格很便宜、功率在 200～1000W的计算机电源中，共模电感有的都用两根短路镀银线来代替，这可能是生产厂家为降低成本而采取的措施，但这将会导致工频电网被污染。随着计算机技术的普及应用，将会造成严重的后果。可喜的是国家有关管理部门目前已出台了对新型电源产品的EMC标准，这将对我国开关稳压电源的开发与普及应用起推动作用，也是建立和谐社会不可缺少的举措。要坚决杜绝以上行为和现象的出现，净化我们的工频电网，净化我们周围的工作和生活环境。

2.开关稳压电源的设计

(1)功率开关管的选择

他激型半桥式开关稳压电源电路中功率开关管的选择主要分下列几步来进行：

① 集电极峰值电压的计算。从图4-1所示的半桥式开关稳压电源的基本电路结构中可以看出，由于两只功率开关管在一个工作周期内轮换导通和截止，每一个功率开关管导通或截止的时间各占一个工作周期的一半(理想状态)，因此功率开关管集电极上所加的电压就为输入直流供电电压Ui，这样一来就大大降低了对功率开关管的要求。半桥式开关稳压电源电路采用了两只高频功率电容来代替两只功率开关管，因此是非常经济的。虽然两只功率开关管有时要比两只高频功率电容所占的体积小，但是电容却是无源器件，并且不需外加散热片的。所以总的来说，采用半桥式开关稳压电源电路既降低了成本，又减小了体积和重量。在高速度、高反压、大电流晶体管十分昂贵的现实情况下，采用半桥式开关稳压电源电路，电容器的中点充电到输入直流电源电压的1/2，而全桥式变换器电路则采用两只功率开关管来代替这两个电容，所以在同样的输出功率下，半桥式开关稳压电源电路中功率开关变压器的初级绕组中的电流就是全桥式变换器电路的两倍，这一点还要在后面的全桥式变换器电路中详细讲到。

在半桥式脉宽调制型变换器电路中，功率开关管所承受的电压为输入直流电源电压Ui，但是由于功率开关变压器的漏感以及集电极回路中引线电感的影响，在功率开关管关断的瞬间就会引起较大的反峰尖刺电压，电路中采取加入缓冲或吸收电路等措施后，一般能将这些反峰尖刺电压降低到稳态的20%以内。此外，还应考虑到10%的电网波动的影响，因此功率开关管所承受的峰值电压就应该为ii1.21.11.32UU

。

功率开关管实际应用时，最好用在其额定值的50%为最佳，再考虑到现有器件的现状，降低到用在其额定值的80%，则有

 

可见半桥式脉宽调制型开关稳压电源电路中功率开关管的集电极峰值电压应大于500V。

② 集电极电流的计算。假定现在给定了半桥式脉宽调制型开关稳压电源的转换效率为80%～85%，输出功率为Po或者输出电流为Io和输出电压为Uo，则稳压电源输入功率为

 

当工频电网电压经过整流、滤波后所得到的输入直流电压为300V，并且假定脉冲驱动信号的占空比为D时，则脉冲电流的幅值就为

 

另外，考虑到次级整流二极管反向恢复时间的影响以及容性和感性负载等所引起的功率开关管启动和关闭时所产生的电流尖刺、冲击电流等，设计时要留有一定的裕量，因此应取功率开关管集电极电流的最大值为[!--empirenews.page--]

 

(2)分压电容的计算

他激型半桥式开关稳压电源电路中与两只功率开关管配对的两只分压电容在电路的工作过程中起着非常重要的作用，有时也称其为高频功率电容。该电容的计算包括容量和耐压的计算，可采取下列的步骤分别进行计算和确定。

① 从对输出直流电压中纹波值的要求出发计算分压电容。从图4-18所示的半桥式开关稳压电源的基本电路结构中可以看出，分压电容的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。这样，若总的输出功率为Po(包括变压器的损耗)，初级电流为I = Po/(Ui/2)，工作频率为f，功率开关变压器初级电压由分压电容C1、C2并馈。当功率开关管V1导通时，流过初级的电流流入A点;当功率开关管 V2导通时，从A点取出电流。在一个工作周期中由两个分压电容相互补充电荷的损失，因此分压电容上的电压变化可由下式来表示：

 

实际应用电路中，可以将滤波电容与分压电容分别设置，滤波电容常取上百微法的电解电容直接连接在工频全波整流器输出的两端，也就是Ui的两端。二分压电容C1、C2常取几微法的高频功率电容，一般均选用CBB(聚丙烯电容)无极性电容作为高频通路及桥路分压电容。

② 单纯从桥路的等效电路出发来计算分压电容。当分压电容C1、C2的容量相等(C1 = C2 = C)、负载电路完全相同时(如功率开关管V1、V2均截止或者均导通)，分压电容上的电压均为输入直流电压的一半，中点电位为Ua = Ui/2。在半桥式变换器电路中，两只主功率开关管是交替轮换工作的，当处于高电位的功率开关管V1导通时，电容C1将通过V1和功率开关变压器T放电。同时电容C2却由输入直流电源Ui经V1、T充电，这样中点电位就按指数规律上升，一直上升到(Ui/2) + Ui，功率开关管V1截止，该点电位保持不变。然后当功率开关管V2导通时，电容C2放电，C1充电，中点电位下降到(Ui/2) − Ui，如图4-19所示。在中点电位Ua下降期间，该点的电位可由下式表示：

 

 

由公式(4-24)就可以得到分压电容的计算公式为

 

 

④ 分压电容耐压值的确定。分压电容上所承受的耐压值与电路中功率开关管集电极上所承受的耐压值完全相同，因此分压电容耐压值的确定方法也与功率开关管集电极峰值电压的确定方法完全相同，这里就不再重述。

3.功率开关变压器的设计

下面所讲述的功率开关变压器的设计内容包括半桥、全桥和推挽等双端式开关稳压电源电路中的功率开关变压器。设计时应给出以下的基本条件：[!--empirenews.page--]

① 开关稳压电源的电路形式或者电路结构。

② 工作频率或者工作周期。

③ 功率开关变压器的输入电压幅值。

④ 功率开关管的占空比。

⑤ 输出电压和电流。

⑥ 输出整流电路形式

⑦ 初、次级隔离电位。

⑧ 要求的漏感和分布电容的大小。

⑨ 工作环境条件。

除以上的条件外，还应具备有关磁性材料、绝缘铜导线以及变压器骨架等方面的参数和数据供查阅。

(1)磁芯尺寸的确定

功率开关变压器的输出功率与下列一些因素有关：

① 磁芯的磁性材料及截面积。它影响磁芯损耗、工作磁感应强度和各绕组的匝数。

② 导线的截面积。它影响电流密度和绕组的铜耗。

③ 变压器的体积和表面积。它影响变压器的温升。

④ 绕制与加工工艺。它影响变压器的分布电容和漏感。

功率开关变压器的输出功率或可传输功率与磁芯磁性材料的性质、几何形状以及尺寸之间的关系可以采用磁芯面积的乘积Ap来表示，其计算公式为

 

式中，Pt为变压器的计算功率，单位为W;Bm为工作磁感应强度，单位为T;f为工作频率，单位为Hz;kw为变压器磁芯窗口的占空系数;kj为变压器的电流密度系数。由公式(4-31)可以得到功率开关变压器的工作要求，决定磁性材料和磁芯结构形式，选择与磁芯面积乘积Ap值相等或相近的规格磁芯。如果没有现成的产品供设计者选用，那么就要自行设计与磁芯面积乘积Ap值相当的磁芯尺寸，并提出具体要求，由生产厂家加工制作。

① 变压器的计算功率Pt的计算。功率开关变压器工作时，磁芯所需要的功率容量就称为变压器的计算功率，一般用符号Pt表示。变压器的计算功率Pt的大小取决于输出功率及整流电路的形式。根据变压器工作电路的不同类型，计算功率Pt可在2～2.8倍的输出功率Po范围内变化。不同电路类型功率开关变压器的计算功率Pt的计算方法不同，其不同电路类型所对应的计算方法请参见表4-1。在表中特将推挽式开关稳压电源电路的功率开关变压器的计算功率Pt一同列出，供设计者参考。另外，在第3章推挽式开关稳压电源电路的分析和讲述中该部分内容没有列出，特此说明。

 

② 工作磁感应强度的确定。功率开关变压器的工作磁感应强度Bm是功率开关变压器设计中一个重要的磁性参数，它与磁性材料的性质、磁芯结构形式、工作频率、输出功率等因素有关。确定工作磁感应强度Bm时，应满足温升对损耗的限制，使磁芯不饱和。工作磁感应强度Bm若选得太低，则功率开关变压器的体积和重量就要增加许多，并且由于匝数的增多就会引起和造成分布电容和漏感的增加。在不同工作频率下所对应的工作磁感应强度Bm值请查阅第1章中相关的内容。

③ 电流密度系数kj的确定。电流密度系数kj的确定与选择取决于磁芯的形式、表面积和温升等参数。在设计功率开关变压器时，若没有确定的磁芯体积，要确定电流密度系数kj就有一定的困难。因此应首先确定磁芯的体积和结构外形，然后再确定所选用的磁芯电流密度系数kj。不同形式磁芯的电流密度系数kj请查阅第 1章中相关的内容。

④ 磁芯窗口占空系数kw的确定。功率开关变压器初、次级绕组铜线截面积在磁芯窗口截面积中所占的比值就被称为窗口占空系数，可由符号kw表示。磁芯窗口占空系数kw取决于功率开关变压器的工作电压、隔离电位、铜导线的直径、加工工艺、绕制技术以及对漏感[!--empirenews.page--]

和分布电容的要求。设计时应根据不同的情况和参数要求，选取合适的磁芯窗口占空系数kw。一般情况下，低压功率开关变压器磁芯窗口占空系数kw的取值范围为0.2～0.4。当采用环形磁芯，并且磁芯的外径与内径的尺寸比值为1.6时，磁芯窗口占空系数kw可按下式来计算：

 

式中，Up为功率开关变压器初级绕组的输入电压，单位为V;Np为功率开关变压器初级绕组的匝数;Ac为功率开关变压器所选用磁芯的有效截面积，单位为cm2。进行磁芯计算时，应考虑磁芯占空系数的影响。

② 次级绕组匝数的计算。在功率开关变压器的设计中，一般情况下功率开关变压器都具有多个次级绕组。因此可利用下列的公式对每一个绕组分别进行计算，然后按照所计算出的数据进行加工和绕制。加工和绕制时应注意选择铜导线的直径不能太粗。如果要求流过大电流，若采用单根粗铜导线时，由于趋肤效应的影响不但可导致漏感和分布电容增加，而且还可导致铜损增加，从而引起变压器温升的升高。这时应采用细线多股并绕或细线多股绞扭绕制的方法。

 

式中，Ns1，Ns2，„，Nsi分别为功率开关变压器各次级绕组的匝数;Us1，Us2，„，Usi分别

为各次级绕组的输出电压，单位为V。

(3)电流密度的计算

功率开关变压器的电流密度J可由下式来计算：

 

式中，S1，S2，„，Si分别为功率开关变压器各绕组中所选铜导线的截面积，单位为mm2;I1，I2，„，Ii分别为功率开关变压器各绕组中所通过电流的有效值，单位为A。采用上面的公式计算功率开关变压器各绕组所选铜导线的截面积时，不论是初级绕组还是次级绕组均适用。按照上面的公式计算出所需铜导线的截面积后，在选择铜导线时还应该考虑趋肤效应的影响，要采用多股并绕或多股绞扭绕制的方法，然后从第1章中所给出的铜导线规格表中查出符合要求的铜导线。

(5)分布参数的计算

在功率开关变压器的设计和加工过程中，为了校验所设计和加工的功率开关变压器的分布参数是否在所规定的要求之下，就必须进行计算。计算的内容包括漏感和分布电容的计算。有关它们的具体计算方法详见第1章的相关内容。

(6)变压器损耗的计算

功率开关变压器的损耗包括绕组的铜耗和磁芯的磁耗。绕组的铜耗取决于绕组线圈的材料、匝数和所选用绕组导线的粗细以及股数。此外，当传输功率固定时，在计算和设计功率开关变压器的过程中，一定要将各种参数的影响都尽可能考虑进去，最后使得铜耗与磁耗保持相等和平衡。只有这样才能保证功率开关变压器中的磁芯温升与绕组线包的温升达到平衡或一致。

① 绕组铜耗的计算。功率开关变压器各个绕组的铜耗取决于每一个绕组线圈中所流过的电流有效值和每一个绕组线圈导线的交流电阻。可用下式来计算：

 

式中，Pm1，Pm2，„，Pmi分别为各个绕组的铜耗，单位为W;I1，I2，„，Ii分别为各个绕组中所流过的电流有效值，单位为A;Rm1，Rm2，„，Rmi分别为各个绕组的交流电阻，单位为。[!--empirenews.page--]

② 磁芯磁耗的计算。功率开关变压器磁芯的磁耗由工作频率、工作磁感应强度和磁性材料的性质等参数来决定。可用下式来计算：

 

(7)变压器温升的计算

功率开关变压器的温升有下列两个含义：

① 在磁芯的各个磁性参数都符合设计要求条件下的正常温升。

② 在特定条件下的温升。

在选择磁芯时，由于受到某些外界因素和条件的限制，如价格、外形尺寸以及磁芯的加工制作等的限制，所选用磁芯的某些性能参数不能达到设计要求，如传输功率低于所计算的传输功率，磁芯的面积乘积小于所要求的数值，窗口面积小于所要求的数值使绕组的铜耗增大等，这样就会造成功率开关变压器的温升急剧升高。在这种情况下，必须采取强制风冷的方法，把变压器的温度降下来，使变压器强行来完成所要求传输的功率。但是这种做法是不应当提倡的，是没有办法的办法。

功率开关变压器输入功率的一部分由于损耗而将要变成热量，从而使变压器的温度升高，并通过辐射和对流的共同作用从变压器的外表面将这些热量的一部分散发掉。因此，变压器的温升与变压器表面积的大小关系十分密切。变压器的温升可以参照变压器结构形式按下列的方法进行计算：

 

 

(8)功率开关变压器设计中的一些重要技术性能参数

功率开关变压器设计中的一些重要技术性能参数主要包括绝缘导线的技术性能、磁芯磁性材料的技术参数、绝缘材料及骨架材料的技术性能参数和功率开关变压器的装配及绝缘处理等内容。这些均在第1章的最后一节中讨论和叙述过，这里就不再重述。

4.2.3 多路他激型半桥式开关稳压电源电路

用于电子装置中的电源，输出路数少，因而电路结构简单，价格便宜。过去像IC存储器等电源需要多达三种不同的电源电压来供电，有的还要求供电电压按一定的顺序和比例加上。现在的IC存储器和CPU绝大部分已统一于单一的5V供电，或3.3V等更低的其他电压，而且消耗的电流也在作数量级地减小。随着LCD 显示技术和CMOS节电器件研发技术与集成技术的惊人发展，现在采用电池供电的低电压(3.3V或3.3V以下供电)计算机及数字电路已在推广应用。从这些方面看来，结合计算机及数字电路的发展过程考虑，可以认为，在不久的将来也可能不需要电源电路，而全部采用源电池或太阳能电池来供电。

但是，如果从计算机和通信等方面来考虑，由于处理的信息量及处理速度的急剧增加，这些方面的供电电源不但对输出功率、输出电压以及输出直流电压的质量(如纹波峰值、转换效率、负载调整率)等方面有要求以外，还对输出电压的种类，也就是输出的路数存在着一定的要求。特别是在供光纤通信用的电源装置中，要求回路多，有不少场合要求的回路数多达6路以上。而且光纤通信虽然抗干扰能力强，但在装置中处理的信号，其单位频带宽度内的功率却非常小，因此要求电源的噪声电平必须比以往的其他电源要小得多。

1.一个主变换器同时得到多路输出的他激型半桥式开关稳压电源电路

以下虽然讲述的是一个主变换器同时得到多路输出的他激型半桥式开关稳压电源电路，但是作为主变换器来说，它可以是单端反激式的变换器、单端正激式的变换器，也可以是双端推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器等。因此，这里将一并进行讨论，在其他的章节中就不再进行专门的讨论和叙述。这种通过控制主变换器的初级电路就能够控制次级多路输出电压的方法，除具有电路结构简单、元器件少、成本低的特点以外，由于只使用了一个主变换器，因此绝不会发生拍频干扰。不过在负载变化大的场合，由于其他回路的负载变化，会在输出上引起横向影响，严重时会使电源无法使用。不过对用途确定了的内部专用电源来说该电路是完全可用的，而且还是一种降低成本的有效方法和途径。[!--empirenews.page--]

(1)电流和电压都较为对称的正、负两路输出电源

在输出正、负两路直流电压，输出电流相互连通的场合，如图4-22所示，可以从一个主变换器中同时取出两路输出。在该电路中运算放大器IC1按各输出电压值进行稳压控制，当负载为运算放大器等这样的正、负对称的负载时，便能获得与独立电源相同的稳定度。但在正、负负载不平衡的应用场合，其稳定度就会差一些。另外，还可通过把在上、下两路输出滤波的扼流圈绕制在同一个磁芯上，以及输出电流变化的相互关联来获得较高的稳定度。

 

(2)电流和电压不对称的正、负两路输出电源

对于不对称的负载，如图4-23所示，只要加上可变负载就可以提高稳定度。在这个电路中，当正、负电源的负载对称时，电阻R3、R4上的电压之和为零，故放大器IC1的输出也为零，晶体管V1、V2都不工作。当负载电流发生变化时，例如当正电源的负载电流增加时，放大器IC1的输出变为低电平，使晶体管 V2导通，让电流流过假负载电阻R2阻止负电源的输出电压升高。同理，当输出电流的情况与上述相反时，晶体管V1就导通，从而减小由于负载不平衡而引起的输出电压的变化。在正、负电源两边最大电流不相等的场合，只要改变电阻R3、R4的比值，就可得到与正、负两路负载平衡时相同的稳压效果。

 

(3)接入斩波器的多路输出电源电路

图4-24所示的电路是在输出回路中接入斩波器来提高输出稳定度的应用电路实例。在每一个输出回路中都接入同样的斩波器电路，就可彻底消除由于负载不对称而引起的输出电压不稳定。这个电路的特点就是对各输出回路进行各自独立的控制，故横向影响的问题极小，即使对于剧烈变化的负载也同样可以使用，并能获得较好的稳压效果。另外，由于次级回路中的斩波器是按照初级主变换器的工作频率工作的，也就是同步于初级的主变换器，因此彻底解决了拍频干扰问题。在这个电路中，同步信号由接在功率开关变压器次级的二极管VD1和VD2取出，经电阻R1加到晶体管V3的基极上。该信号又经反相后加到晶体管V4的基极上，其结果是使电容C1的两端出现频率为主变换器频率两倍的三角波。这个三角波信号与误差放大器IC2的输出一起加到电压比较器IC1上，构成脉冲宽度控制信号，该控制信号经晶体管V2放大后来控制斩波器中的功率开关管V1的工作。该电路在控制脉冲宽度时，在初级主变换器中的功率开关管由导通状态向截止状态转换期间，是不让次级回路中斩波器的功率开关管V1导通的。因此，就可以将初级主变换器中功率开关管的损耗减小到最小。但是，这种电路因为在输出回路中串联了斩波器，而斩波器中功率开关管的饱和电压将会引起功率损耗，因此就会降低整个电源的转换效率。

(4)使用磁放大器的多路输出电源电路

图4-25所示的电源电路是一个在次级回路中使用了磁放大器的多路输出稳压电源电路。该稳压电源电路的初级主变换器是一个自激型变换器电路。这里使用自激型变换器的理由是在输入电压上升时，该电路可以缩短初级变换器中功率开关管的导通时间，减轻次级回路中磁放大器Mg的负担。不过，在使用自动恢复型过电流保护电路时，使用自激型变换器的电路中，磁放大器的负担会大大增加，如果进一步按输出电压降低到零来设计磁放大器时，那么不仅磁放大器的线圈匝数要增多，稳态时的控制死角也要加大，造成功率开关管和功率开关变压器的利用率降低，磁放大器的损耗增大，整机的功率转换效率降低。这个稳压电源电路在过载时用运算放大器IC1来检测过电流信号，其输出电压不是去控制磁放大器，而是通过光耦合器IC2去控制初级回路中PWM驱动信号的脉宽，以防止过电流现象的发生。采取这种措施后，在设计磁放大器时，可以不考虑发生过电流以及输入出现高电压的情况，从而可获得比较高的转换效率。[!--empirenews.page--]

 

 

2.由几个独立的变换器组成的多路输出的他激型半桥式开关稳压电源电路

要用开关稳压电源制作多回路电源时，如图4-26所示，可以将几个独立的开关稳压电源安装在一起。由这种方法构成的多回路电源电路元器件用得最多，电源的尺寸也最大，但电源电路设计简单，功率开关变压器的设计也容易。这种电路的最大缺点是，由于各变换器的电路是独立的，若它们的振荡频率有差异，就会发生拍频干扰，在输出直流电压上出现各振荡频率之间的差频和倍频纹波电压。这种拍频干扰现象与元器件在PCB上的装配状况关系很大。作为消除拍频干扰的方法，可把各路独立的变换器电路的振荡频率调节得完全相同或者相互错开几十千赫，并在次级采用多级滤波器来滤除掉拍频干扰。但是，在实际应用中人们发现，消除拍频干扰最好的方法是给各振荡器外加上同步电路，使其振荡频率保持一致，都同步于其中一个变换器的振荡频率上。

 

3.具有同步工作功能的多路输出的他激型半桥式开关稳压电源电路

消除拍频干扰最好的方法是给各振荡器外加上同步电路，使其振荡频率一致起来。图4-27所示的多路稳压电源电路就是一个使用了将PWM振荡、控制与驱动电路集成在一起的TL494集成芯片，并使其工作于外同步工作状态的多回路稳压电源电路。不过即使在这种电路中，如果元器件布局不当，在相互连线中引入噪声的话，仍然会发生拍频干扰。元器件的布局技术也就是PCB的设计技术在开关稳压电源的设计过程中是一个非常关键的环节，必须引起设计者的高度重视。其大体的原则为：各PWM振荡、控制与驱动器IC的位置一定要尽量靠近;主变换器回路所围成的面积要尽量小;各独立回路的接地线一定要短而宽;控制信号地与功率地最后采用单点连接;各回路的外出引线除了一定要采用同类型、同长度的绝缘导线以外，最后还要各自独立绞扭;各回路输入端和输出端的滤波电解电容一定要独立、分开，各自用各自的滤波电容，不能公用或合用同一个滤波电解电容;各回路中的电解电容一定要远离发热器件。

 

他激型半桥式开关稳压电源电路中的PWM电路

他激型半桥式开关稳压电源电路中的PWM电路与他激型推挽式开关稳压电源电路中的PWM电路一样，也包括PWM发生器、PWM驱动器、PWM控制器等电路，都具有相位相差180°的双端驱动输出。具有双端驱动输出的这些PWM电路除能构成他激型推挽式开关稳压电源电路以外，还能构成其他类型的双端式开关稳压电源，如半桥式、全桥式等开关稳压电源电路。随着微电子技术的飞速发展，包含有PWM发生器、PWM驱动器、PWM控制器等电路的PWM集成电路20 世纪80年代末就已问世，并且品种各式各样，有电压控制型的，有电流控制型的，还有软开关控制型的，使设计人员在设计双管他激式开关稳压电源时十分方便。另外，由于PWM控制与驱动集成电路是开关稳压电源的核心，也是开关稳压电源技术及应用学术方面的热门话题和讨论的焦点，介绍这一方面的书籍和资料非常多，本书后面的参考文献中也列举了许多，因此这里也就不再多说了。[!--empirenews.page--]