一种新型混合多电平逆变器的研究
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传统的多电平逆变器可分为二极管箝位型、电容箝位型以及级联型等三种结构拓扑，二极管箝位型逆变器因为在随着电平数的增多，其开关器件和箝位二极管会大量的增加，因此通常只适合于五电平以下的多电平拓扑。而电容箝位型逆变器存在有电容的充放电电压平衡的问题，而且在电平数增加时，会需要较多的箝位电容，因此也存在一定的弱点。 对级联型多电平逆变器来说，当需要得到多个电平时，会需要较多的直流电源，整流侧会需要一组变压器，造成体积庞大，另外也不易实现四象限运行。
针对传统多电平拓扑结构的上述不足，本文提出了一种新的不对称混合多电平逆变器结构，通过控制输入端的电源数目，可以得到不同的电平数，最多可以得到六个输出电平，在减少器件与直流电压源的同时，增加了电平数的输出。
l 逆变器的运行原理分析
逆变器的结构原理图如图1所示，从该图可以看到，电源侧一共由三个直流电源组成，桥臂左侧由两电平半桥单元组成，桥臂右侧由一个三电平半桥单元组成，分别箝位在中间电源V2上与直流总线电源上。三电平半桥即是普通的二极管箝位三电平半桥。中性点N通过导线连到箝位二极管的中点处。V1，V2，V3分别代表三个直流电源，其中V2通过两个电容C2，C3分压，V1，V2，V3的不同的比值将在负载端AO出现不同的电平。当V1：V2：V3=3：2：3时，可以得到最多六个电平的输出，此时，我们可以看到两个单元的直流电压都按照最大扩展原则来确定的，得到了最大电平数2×3=6的输出。
当电压比Vl：V2：V3=3：2：3时，负载AO上得到的六电平输出电压状态与各器件导通状态的关系如表1所示。设单位电压为V。时，得到的输出电压为+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。
当电压比V1：V2：V3=l：2：1时，可以得到四电平的输出，输出电平为+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。
从状态图我们可以看到，负载电压与器件状态的关系。管子VT2与VT3的导通时间明显要长于其他器件，而VT5与VT6的开关次数要多，但耐压要低。在一个多电平系统中，根据器件的特性，应合理选择器件，左侧两电平单元可以选用耐压相对低一些的，而右侧三电平单元则需要耐压高导通损耗低的器件。
本文对所提出的新型混合六电平逆变器与传统五电平逆变器在主电路结构上进行了比较，见表2。
从表2中我们可以看出新型混合六电平逆变器要明显优于传统的六电平逆变器，可以明显的节省器件、降低系统的损耗。作为六电平逆变器还可以极大的降低输出电压的谐波含量，改善输出电压波形质量。与五电平逆变器不同的是，六电平逆变器输出电压没有零电平。
2 逆变器的调制原理
一种拓扑结构，必须采用合适的调制方法，才能得到期望的输出。不同主电路结构的逆变器，都对应有一定的调制方式。在本文所提出的新型混合六电平逆变器中，采用特定谐波消除法(SHEPWM)作为该拓扑结构的调制方式。能够极大地降低系统的开关频率，从而减低损耗。该方法的基本思想是通过傅立叶级数分析，得出在特定开关角下的傅立叶级数展开式，然后令某些特定的低次谐波为零，从而得到一个反映Ⅳ个开关角的N个非线性独立方程，按求解的开关角进行控制，则必定不含这些次数的谐波。通常，这种方法着眼于消除低次谐波，因为高次谐波幅值较小，同时谐波频率增高，滤波相对容易一些，即特定谐波消去法的控制目标是让基波幅值最大，并消除低频次非3倍频次谐波。
由于图2所示的波形明显满足狄利克雷充分条件，又属于1／4周期对称的波形，所以其傅立叶级数不存在余弦项和所有偶次谐波，于是可得：
式(1)中，Uab(ωt)即是期望输出的粗电压波形。然后将此式展开，表示成如下形式：
称其为调制比，其值的大小决定直流电压利用率的大小。根据式(3)，当只有两个开关角时，可以列出以下非线性方程：
根据式(4)，并利用牛顿迭代法，即可解出α1和α2的值，从而实现电路的SHEPWM控制。同时利用MATLAB 7．0中的相关数学工具，解出了不同调制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲线如图3所示。
3 系统设计
本文对该逆变器系统进行了硬件的选型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的软件设计。
3．1 主电路及驱动电路硬件设计
在多电平逆变器系统中，主电路部分是整个逆变器进行功率变换的核心，由于其相对控制电路具有高压、大电流的特性，所以必须与控制电路部分进行有效的隔离，才能保证系统正常工作。
1)开关管的选取
在本文所提出的多电平逆变器系统中，主电路功率管采用IRF630型N沟道PMOSFET。其主要参数如下：
器件耐压为200V
通态电流额定值为9A
通态压降电阻小于400mΩ
在本文提到的多电平逆变器系统中，均采用相同型号的MOS管，然而从表1可以发现，系统中各个功率管在一个周期内的导通时间是不一样的。在实际大功率的多电平系统中，应根据功率管的开关损耗、耐压情况选择合适的功率开关管。例如可以在两电平单元侧使用IGBT，而在三电平侧使用GTR。
2)缓冲、驱动电路设计
MOSFET的驱动电路是主电路与控制电路的接口，将实现主电路与控制电路的隔离。其设计将直接影响到能否对开关管进行有效的控制。不同的功率开关管对驱动电路具有不同的要求，因此驱动电路的设计要具有针对性。
本文选用的的多电平逆变器功率管开关管MOSFET对驱动电路的主要要求如下：
①驱动电路的延迟时间td要小。
②驱动电路的峰值电流Imax要大。
③栅极电压变化率du／dt要大。
具体选用日本东芝公司的TLP250集成电路作为IRF630型MOSFET的驱动光耦。其内部结构框图如图4所示。[!--empirenews.page--]
引脚功能见表3。
对应于单管驱动电路的具体设计原理图如图5所示。
从图5可以看到在光耦的输出脚与MOSFET的驱动极之间，连有一电阻R2，该电阻即为驱动电阻，可以起到限制朗涌电流的作用，但同时也会限制峰值电流，因此要合理选择阻值的大小。
由于DSP芯片所输出的PWM调制电压信号只有3．3V，无法达到光耦对输入信号的电压要求，因此在DSP的输出端，需要增加一缓冲电路以增大驱动能力，缓冲电路采用74HC245芯片，它采用DIP20封装，其内部结构和引脚排列分别如图6和图7所示。
3．2 控制电路板设计
本文中，控制电路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP为核心的SY—EVM2407A硬件评估板。其结构图如8所示。它板载TMS320LF2407 DSP芯片，保证了LF2407A全速运行代码的调试。除了DSP内部自带的存储器之外，还添加了128K字的片外RAM，使得系统的调试更为方便。该板对于DSP各个功能引脚的输出均提供了接口，从而可以嵌入到不同的应用系统中去，给硬件的开发与软件的调试提供了便利。
3．3 软件流程设计
为了对本文提出的新型混合多电平逆变器进行合理的控制，本文设计了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下编译实现，运用仿真器进行在线调试和Flash烧写，主程序框图和功率驱动保护中端子程序框图分别如图9和图10所示。
4 实验结果
为了验证本文所提出的如图1所示的新型混合多电平逆变器的拓扑结构的有效性，本文设计了该逆变器系统的单相硬件平台，该硬件平台以TITMS320LF2407芯片作为控制电路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器测出了逆变器负载的波形。电路参数设置如下：
直流单元电压为15V，即V1：V2：V3=3：2：3时，电源电压比Vl：V2：V3=45V：30V：45V
电感性负载R=95Ω，L=170mH；
SHEPWM调制基波频率为50Hz
得到的多电平逆变器负载波形与FFT分析结果如图ll所示。
当电源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V时，波形将退化为四电平，如图12所示。
5 结论
本文研究了一种新型的单相混合多电平逆变器，该拓扑结构具有使用器件少，而输出电平多的优点。该逆变器通过三个直流电源的组合，混合采用二极管与电容箝位的方式，实现了最大六电平的输出，与传统五电平数逆变器相比，具有显著的优点。
采用SHEPWM的逆变器控制方式，进一步降低器件的开关频率，大大减少了系统的损耗，提高了系统的转换效率，提高了输出波形的质量。
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