新型微波炉电源中ZVS高频变换器的设计及实现

O 引言
    新型微波炉电源与目前国内所用的微波炉电源相比，效率较高，损耗较小，在当前节能减排要求日益迫切的情况下有着其明显的意义。ZVS高频变换器是新型微波炉电源中的核心部分，其主要的原理是通过实现软开关使得开关损耗大为减小，提高工作频率，达到使电源小型化，高传输效率的目的。对于如何设计谐振变换的参数，来实现软开关，并达到规定的输入输出要求，是个很重要的方面。本文介绍了一种计算谐振变换器中关键的谐振电容和电感的计算方法，并对电路的其他参数进行了设计。并在此基础上做了仿真。最后试制出了一台样机，实验结果符合要求。

l ZVS高频变换器的工作原理
    应用于新型微波炉电源的ZVS高频变换器的原理图如图1所示。采用IGBT作为开关管，其驱动信号采用固定占空比为接近0．5的互补信号(有一定的死区时间)，电路主要由滤波电路、ZVS高频变换器和桥式倍压整流电路组成。滤波电路由整流桥D，平波电感Ld和滤波电容Cd1、Cd2组成，将输入的交流变成直流。高频变换器中Lr为谐振电感。在这个电路中假设变压器的激磁电感足够大，激磁电流是一个常数。Cr为谐振电容。VTl，VT2为开关管，VDl、VD2分别为VTl、VT2内置续流二极管。在实际的电路设计中，为抑制开关管的过电压、du／dt或者过电流和di／dt，减小器件的开关损耗，需要加入吸收缓冲电路。C1为VT1的缓冲吸收电容，C2和尺并联组成VT2的吸收缓冲电路。由于吸收电容和开关管相并联，它对Lr和Cr组成的谐振电路没有很大影响，但是其两端电压会随着换流过程的变化而变化，也会随着谐振的过程进行充电和放电，因此电容的值不能选得很大，要保证电容的充放电的时间在死区的范围内，符合换流的要求。倍压整流电路如图中所示，采用桥式倍压整流电路。

    ZVS高频变换器的主要工作模态如图2所示，主要依靠电容和电感之间能量的传递，实现二极管的续流，给开关管的开通创造ZVS条件。

2 具体的设计步骤
    由于微波炉所带负载为磁控管，磁控管的电压一电流特性如图3所示，其稳态正常工作电压约为4 000V，当电压低于其正常工作电压时，磁控管呈高阻抗状态，电流随电压的变化不大，处于非振荡区域，当电压高于4 000V时，磁控管呈现低阻抗状态，电流随电压的变化较之前强烈，处于振荡区域。启动磁控管需要一定的预热时间，其启动电压要远大于门槛电压，需要5 000V以上，磁控管工作以后，电压会下降成为一定值，这个值要求比门槛电压要高，以保证磁控管的稳定运行。

    在本设计中，由于磁控管可以看做是电阻负载，而很难设置符合其前后两段的特性的负载。所以采用一个电阻负载来模拟磁控管，只要电源能输出一个合适的电压，合理的调配参数可以实现驱动磁控管。[!--empirenews.page--]
    用电阻负载模拟实现的设计参数如下：交流输入电压：220V／50Hz；输出电压：5 200V；输出功率：550W。
2．1 确定变换器的直流电压增益和选取频率
    由于VT1和VT2互补导通，所以在开关管的集电极一发射极之间形成一方波电压。可以近似得到交流等效电路进一步可以将变压器二次侧等效为交流电阻Rac。等效电路如图4所示。

    由等效电路得：直流电压增益

   

   
    为了实现ZVS，要求谐振回路部分的阻抗呈感性，这样才能利用二极管的续流作用，为ZVS提供条件。这样，要求实际的频率ω>ω0，即m>1。
    通过MATLAB绘制不同Q值条件下G的曲线图，如图5所示：

    图中横坐标为m，即实际运行频率和谐振频率的比值，由图可得，在一个固定的频率值下，Q越小，直流增益就越大。同时也说明随着负载的减小，直流电压增益会变小，当变压器设计好以后，变比一定，负载减小，在负载侧会表现出电压下降。为了减小变换器的损耗，应该将直流电压增益选的尽可能的高，由原理图可知，这种电路结构下，直流电压增益最大为l，所以，应该尽量选取接近1的增益。
    在实际的电路中，设定谐振频率为12kHz，而提高开关电源的工作频率正是研究软开关的主要原因，因为提高开关频率可以使变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。为实现ZVS，还必须使换流的时间小于设定的死区时间，从另一个角度来说，如果死区时间设的足够大，也可以实现ZVS。现设定m=2．5，即实际运行的频率为30kHz。由图5，取Q=0．02，这样直流电压增益可以近似取为l。
2．2 确定变压器变比
    假设交流输入220V市电，其峰值约为310V，整流后的电压值取为285V，因为输出电压要求为5 200V，所以变压器二次侧的电压约为2 600V。直流电压增益取为1，所以变压器变比N=285／2600=0．1l。
2．3 确定交流等效电阻Rac
    桥式倍压电路部分如图6所示：

    由于微波炉所带负载为磁控管，可以看做电阻负载，假设在理想情况下，电容足够大并且变压器副边的输入功率和负载上消耗的功率

2．4 确定谐振电容和电感的值[!--empirenews.page--]
    在Q值已确定的情况下：

3 原理电路的仿真
    采用PSPICE作为仿真工具，运用所设计的参数，倍压电路的电容设的足够大，仿真电路图如图7(a)所示：

    其中C3为VT1的吸收电容，C4和R组成VT2的缓冲吸收电路。仿真结果如图7(b)、(c)所示，可见在这个参数下仿真的结果符合软开关的要求。(图中UG为驱动脉冲波形，UCE为IGBT集电极一发射极间电压波形。)

4 样机设计及实验结果
    样机采用的电路如图8所示。M为磁控管，驱动脉冲信号的频率为32kHz。考虑到线路的寄生参数，以及一些器件的选用，实际选用的参数有了一定的修改。按照输入电压和电流的要求选用了整流桥的型号，吸收电容的选取根据经验值，并在线路的调试中作了调整。滤波部分的电感和电容也是按照经验值选用的。变压器二次侧的二极管要求高耐压。最后确定的实验样机的具体参数如下表：

    图9(a)所示为两开关管的驱动电压，A为主开关管VT1的驱动波形，B为辅开关管VT2的驱动波形，死区时间大约为2μs，占空比接近0．5，两管的驱动波形成交替互补关系。图9(b)所示为主开关管(VT1)UGE和UGE两端的波形，图9(c)所示为辅开关管(VT2)UGE和UCE两端的波形，从波形中可以看到，两开关管总是在UCE为零的时候开通和关断，实现了ZVS。

    带磁控管工作时，磁控管采用松下公司的2M261-M32，磁控管的开启需要一个远大于其门槛电压的瞬时直流高压，并且需要一段时间的预热，输入交流220V时，电源的输出电压有5 400V，在这个电压下，磁控管预热加速。当磁控管开启后，电压下降至4 600V，并保持稳定。图10所示为带磁控管工作时，磁控管工作瞬间的输出电压的变化。
    综上，所设计的新型微波炉ZVS高频变换器可以实现软开关并可以成功驱动磁控管工作。

5 结束语
    本文研究了应用于新型微波炉电源的ZVS高频变换器，在简化的等效交流电路模型下，推倒出谐振电容和电感的值，并对电路的其他部分参数做了匹配。给出了在此基础上进行的仿真和样机实验的波形与数据。通过样机的实验结果可以看到，通过此方法匹配的参数可以实现既定的目标。本文提出的参数设计方法对于拓扑相似电路的参数计算有一定的借鉴和参考作用。