针对大功率LED应用的低成本电源研究
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由于大功率LED越来越多地应用于普通照明,市场对驱动这些LED的离线电源的需求日益增加。由于LED的V-I(电压-电流)特性,这种电源的输出电流必须是恒流。本文将讨论以飞兆功率开关(FPS)为基础的电源,通过初级端调节实现次级恒流输出。由于该电源无需运算放大器和光耦合器来稳定输出电流,因而在需要安全隔离的情况下其成本效益非常好。
传统的恒流输出PSU
图1所示为传统的恒流输出离线电源,基于反激式拓扑结构,在输入电压为85~265VRMS时提供700mA的电流和5.1V的最大输出电压。按照其技术数据,该电源应能驱动3W的大功率LED。这个电路简单易懂:经过对市电进行整流(BD1-BD4)和滤波(C2、C3和L1),后接一个带FPS FSQ510的反激电路。
图1:传统的恒流输出电源电路图。
在具备实现先进开关电源的所有功能的集成电路系列中,FSQ510是“最小型”的成员,而且是集成了700V Sense-FET的单芯片器件,而那些功率较大的成员都是双芯片器件,包括一个控制器和一个单独的VDS=650V的Sense-FET。由于这个系列中所有成员的基本功能和行为几乎相同,因此,对采用FSQ510的电源讨论可适用于整个系列。将电源接入市电,就可通过该器件的内部启动电路开始工作,即由内部高压JFET对C8充电,使其达到典型的13V启动电压。一旦达到这个电平,内部Power-MOSFET就进入开关工作状态,电源开始正常工作。此时,JFET关断以降低电源功耗;而FPS则由单独的变压器绕组供电,经D2整流以及R7和C8滤波。
RS2和RS3与DS1和C82构成一个箝位电路(俗称“缓冲器”)网络,吸纳存储在变压器漏电感中的能量。这是为了将漏极电压限制在安全电平上。
变压器副边电压经D1整流和C4滤波,并经L2和C5后滤波。输出电压经R2、R3、R5、R6、U1和U2构成的电路调节。U1将反馈信号耦合到初级,而C6和R17则构成频率补偿电路,从而形成稳定的闭环。
本例中的实际输出电流由并联电阻R11、R13和R14来检测,并借助Q1和U1来调节。当并联电阻上的压降超过Q1的VBE时,U1的LED中将有电流流过,这会使FPS反馈引脚上的电压降低。这样,Power-MOSFET的占空比减小,最终使输出电压以至输出电流减小。由于双极晶体管(BJT)的VBE对温度非常敏感,因此增加了由R10和NTC THR1构成的补偿电路。R8和R9的作用是关闭U2,防止电压回路影响电流调节回路的正常运作。
R12、R15、R16、D4和C10构成了实现FPS中功率MOSFET的准谐振开关功能的电路。准谐振开关指对漏电压进行监视,MOSFET仅在漏电压最小时才导通。这里利用了这样一个物理事实,即当存储在变压器中的能量全部转移到次级后,就会出现漏极电压振荡。这种振荡是由变压器的激磁电感和MOSFET的漏极-源极电容形成的谐振电路造成的。由于开关在最小漏电压时导通,开关损耗大幅降低,EMI性能得到提高。这个同步电路实际上没直接连接到MOSFET的漏极,而是连接到波形相同但电压幅度更低的变压器绕组VCC。
采用初级调节的恒流电源
在反激式转换电路中,无需专门调节电路,就可很好地调节输出电压。这是因为(如忽略寄生效应)两个输出电压的比率等于各自变压器绕组匝数之比率,因此能够调节,比如绕组电压VCC,从而在无需光耦合器的情况下获得相当稳定的隔离输出。图2所示为采用初级稳压的电源,仍然不具备恒流的特点。
采用初级稳压的电源,具备恒定输出电压。 [!--empirenews.page--]
这种电源的大多数电路与采用次级调节的电源相同,但反馈回路完全不同。
如前所述,反馈来自对FPS供电的同一个变压器绕组。该电压经D3整流,加在产生芯片VCC的R2/C7,以及对反馈电压进行滤波的R4/C4上。一般来说,反馈信号也可取自C7。但由于需要相当大的电容来支持启动电流消耗,最好采用具有不同时间常数的附加通道。齐纳二极管D7为用作误差放大器的Q1提供基极电流。如果VCC和输出电压同时增大,该晶体管的基极电流也将增大,而这会降低FPS反馈引脚上的电平,这类似于采用光耦合器反馈的电源。
至此,电源还工作在恒压模式,如何将其变成电流源呢?如果分析连续导通模式下反激开关的输出电流与峰值MOSFET电流之间的关系,就可知道:要得到恒定的输出电流,峰值MOSFET电流必须与输出电压Vout成正比,与输入电压Vin成反比。在非连续导通模式下,漏电流必定与Vout的平方根成比例,并在理论上与Vin无关。
电源中所采用的FPS功率开关FSQ0170RNA有一个名为“ILim”的非同步输入,这个输入有助于构造初级调节电流源,可以设置MOSFET的最大峰值漏电流。方法是在这个输入引脚上接上一个电阻或从该引脚吸取一定的电流。如果电阻接在这个引脚上,峰值漏电流就不会超过某一设定值。
借助图3可以解释该电流源的原理。从图中可清楚地看出,只需增加一些成本最低的无源部件,就可将这个恒压PSR电源变成电流源。
采用初级调节实现的恒流输出电源。
在该电路中,VCC绕组正负电压都经D5整流,且各自都经一个R/C滤波电路(分别为R3/C5和R4/C4)进行滤波。经过C4的正极部分正比于输出电压,而经过C5的负极部分与电源的输入电压有关,相对于初级侧接地为负。只要负载电流小,D7、R8、R9和Q1构成的调节回路的工作方式与图2中的一样。与图2不同的是,R8没有连接到初级接地上,而是连接到C5的电压负极。只要电源工作在电压模式下,包括D7阴极的节点处电压就几乎等于Q1的基极电压VBE,且只有很小的电流从引脚4流过R7。当负载电流增加,初级侧的峰值电流也将增加,当达到主要由R5决定的初级侧最大峰值电流时,输出电压开始下降,这也会使D7阴极的电压下降;而流过R7的电流将会增加,这是MOSFET峰值电流进一步下降的结果。恰当选择R7,这个峰值电流就能正比于输出电压,而输出电流就几乎是恒定的。R6用于补偿输出电流随输入电压增加而产生的变化。在恒流模式时,Q1处于负偏置状态,因而完全关断。在恒压电源中,这意味着出现了故障,VFB引脚上的电压将增加到6V,器件将关断。为了防止这种情况发生,在电路上增加了R10。
由于电流源的输出电压会随负载显著变化,因而VCC绕组的电压也会显著变化。因此,必须恰当选择绕组匝比,使芯片电源电压高于FPS在最小输出电压下的欠压锁定电平。由于VCC电压范围可能较宽,必须增加齐纳二极管D6,以防止芯片进入过压关断状态。
图4:图3所示电源的V-I特性。
图3所示为LED镇流器示意图,能够在欧洲市电输入情况下输出700mA标称电流来驱动3到5个大功率LED。图4所示为输出特性,在极小负载电流下,电压升得很高,这在PSR电源中很常见,在中等到较高电流范围,电压相当恒定。这个问题不是LED镇流器的兴趣所在,更重要的是,在恒流模式下负载电流在宽泛的输出电压范围保持恒定。