基于TPS759XX多片信号处理系统的电源设计
时间：2010-08-01 01:35:47
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[导读] 以功率因数控制芯片MC33262 为核心,设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150 W 的AC/ DC 变 换器. 对该变换器用有源功率因数校正(APFC) 技术、MC33262 芯片的原理和结构做了详尽的分析和讨论. 实验结果表明所设计的以MC33262 为核心的有源功率因数校正器能在95～250 V 的宽电压输入范围内得到非常稳定的400 V 直流电压输出,并使得功率因数达到0. 99 以上,总谐波畸变降低至6 %.
开关电源由于其体积、重量和效率的优势正逐步取代线性电源,在各个领域获得广泛应用. 传统的非控整流开关电源,由于输入阻抗呈容性,网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差,输入电流呈脉冲状,严重非正弦,谐波分量很高,给电力系统带来了严重污染,一般电网侧功率因数仅为0. 65 左右.国际电工委员会( IEC) 早在20 世纪90 年代初就制定了有关法规,严格限定设备的功率因数必须接近于1. 在当前大力倡导绿色电源的背景下,提高开关电源的功率因数也已经成为国内电源厂商的当务之急.
文章对APFC 技术中的准连续模式即峰值电流控制方式做了详尽论述,采用MC33262 芯片设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150 WAC/DC 变换器. 实验结果表明该变换器能在95～255 V的宽电压输入范围内输出稳定的400 V 直流电压,并使得功率因数达到0. 99 以上,总谐波畸变降低至6 %以下.
1 APFC原理和MC33262 芯片介绍
APFC 技术按照电感电流是否连续可分为断续(DCM) 和连续(CCM) 模式2 种. CCM 一般基于直流—直流升压(BOOST) 变换器,尤其适合于大中功率容量. MC33262 功率因数补偿控制芯片电流控制方式是CCM 中的峰值电流控制方式.
MC33262 芯片内部含有自起动定时器、一象限乘法器、误差放大器、电流检测比较器、零电流检测器、图腾柱驱动输出以及过压、欠压等保护电路,具体内部结构框图见图1 所示,图中1～8 分别表示芯片引脚号, V ref为参考电压.
图1 MC33262 芯片内部结构图
利用一个无感采样电阻检测开关管流过电流,将所得电压信号经过一个内置阻容(RC) 滤波电路送入零电流比较器. 该比较器电流基准值由乘法器输出供给. 乘法器有2 个输入,一个是变换器输出直流电压(经过分压采样) 与基准电压之间的误差信号;另一个为全波整流后输出电压经过电阻分压后的值. 因此电流基准为双半波正弦电压,令电感电流的峰值包络线跟踪该输入电压的波形,使输入电流与输入电压同相位,并接近正弦. 该闭环系统在保持输入端功率因数接近1 的同时,也能保证输出电压的稳定.
当输出电压上升时,误差放大器输出电压下降,使乘法器输出的基值电流值下降,开关管的导通时间缩短,流过电感的电流下降,从而使输出电压下降. 反之,使输出电压上升,以达到稳定输出电压的目的. 由于乘法器输入取样来自全桥整流的输出,所以乘法器的输出和全桥整流输出电压波形的相位相同,从而使电感电流的平均值和整流输出电压同相,达到功率因数补偿之目的. MC33262 片内还带有RS 门锁电路,它同时受电流检测比较器、零电流检测比较器和过电压比较器3 个输出的控制,并可以确保在同一时刻芯片的脉冲宽度调制( PWM) 信号输出只有一种状态的驱动信号出现. MC33262 片内还带有欠电压封锁电路,当输入电源电压降低至内置8 V 参考电压时,封锁PWM 脉冲输出. MC33262片内还带有过电压比较器,能在输出端一旦出现过电压时禁止芯片产生驱动输出.
从控制角度上讲,该APFC 电路同时引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统,外环实现输出电压稳定,内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波.
图2 所示为采用MC33262 PFC 控制芯片构成的有源功率因数校正电路原理性框图. 场效应晶体管(MOSFET) 的导通受控于MC33262 芯片内的零电流检测器,当零电流检测器中的电流降为零时,MOSFET 导通,此时电感开始储能,电流增加. 这种零电流导通控制的突出优点有:
图2 有源功率因数校正电路原理框图
(1) 由于MOSFET 开始导通时刻,储能电感中电流为零,这样MOSFET 开关的应力和损耗大大减小,同时降低了对后级整流二极管快恢复性的要求,因此选用普通的快恢复二极管即可满足设计要求;另一方面免除了由于二极管恢复时间过长引起的开关管损耗,也就大大增加了开关管的可靠性.
(2) 由于开关管的驱动脉冲间无死区,所以输入电流是连续的并呈正弦波,这样大大提高了系统的功率因数.
2 基于MC33262 的APFC电路结构
2. 1 输入端保护及滤波电路分析
为避免交流输入端外界产生的电压尖峰对电源造成不利影响,采用金属氧化物压敏电阻并接在交流输入端对瞬态电压进行抑制 . 同时采用负温度系数的热敏电阻(NTC) 串联在交流输入端,用以增加对交流线路的阻抗, 把浪涌电流减小至安全值. 高频开关电源产生的电磁干扰( EMI) 主要以传导干扰和近场干扰为主. 共模干扰和差模干扰是传导干扰的2 种基本模态,EMI 滤波器是目前使用最广泛,也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一. EMI 滤波器不但要抑制差模干扰,也必须抑制共模干扰,它的基本电路可以参照图3.
交流输入电路与电感L 和电容C 组成的低通滤波网络相连,以抑制电网上来的电磁干扰,同时还对本身产生的电磁干扰有抑制作用,以保证电网不受污染. 图3 中L1 为差模扼流线圈,L2 为共模扼流线圈,把串联电感L1 分成2 部分串入相线和中线可尽量保证2 线的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干扰. 共模扼流圈由2 个线圈对称绕制而成,其特点是对网侧工频电流呈现较低阻抗,但对流经的高频共模干扰而言,等效阻抗却很高.
EMI 滤波电路中的电感器件串入电路中对工作状态不加干涉,而对差模和共模干扰起到抑制作用,它的结构是在1 只磁芯上绕制2 个相同绕组的线圈,工作时将这2 个线圈分别串接在电源上,当工作电流接通时,磁芯中的磁动势相互抵消,因而磁芯材料不受任何影响,不必担心其磁饱和. 在这次研制过程中,采用频率特性好,导磁率高的铁氧体材料.在该研制过程中,采用电感和电容组成π型滤波器,使得输出电压更加平滑,交流分量更少,考虑到电感器件中经常有较大的直流电流成分,因而电感器件的铁芯采用具有高饱和磁通密度的铁粉芯材料制成. [!--empirenews.page--]
2. 2 电路结构及工作原理
基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 变换器电路结构如图3 所示. 图中BD1 为整流桥,CY为干扰滤波电容,TR 为热敏元件,ZD1 为稳压管,EC 为电解电容,VR 为压敏元件, FUSE 为保险丝,1～8分别表示芯片引脚号.
图3 所示APFC 电路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升压电感器L4 、升压二极管D2 、输出滤波电容EC2 及反馈环路组成.APFC 变换器的工作原理基于升压电感L4 的电流与电压之间的物理关系. 在Q1 导通时,升压二极管D2 截止,滤波电容EC1 通过负载放电. 当Q1 由导通跃变为关断时,L4 产生的突变电势使D2 正向偏置导通,L4 中的储能经D2 释放,对EC2 充电. 由于Q1 和D2 交替导通,使整流桥输出电流经L4 连续流动. 这就意味着整流二极管在交流电源的半个周期内,导通角趋于180°. 该电路采用双环反馈控制方案. 内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压通过R003 和R004 组成的电阻分压器取样输入到MC33262 第3 脚,以保证通过L4 的电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化的轨迹. 通过L4 的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压,其平均电流则呈正弦波形,这就意味着电源输入电流也呈正弦波. 外环用作APFC 变换器输出直流电压的反馈控制. 直流输出电压通过R005 和R009组成的电阻分压器取样输入到MC33262 的第1 脚,MC33262 输出PWM 驱动信号调节MOSFET 功率管的占空比,以使输出电压稳定.
图3 APFC实验电路结构图
交流输入电压经桥式整流,输出100 Hz 的正弦半波直流脉动电压,能够比较真实反映交流(AC) 输入电压波形的全波整流电压,经过电阻分压器分压、小电容C004 滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器. 滤波电容EC2 两端直流电压通过R005 和R009分压输入到芯片内部误差放大器的反相端,并与误差放大器同相端精密参考电压V ref比较,产生一个直流(DC) 误差电压,作为一象限乘法器的另一路输入. 当AC 输入电压从零按正弦规律变化到峰值时,乘法器的输出控制电流传感比较器的门限,迫使通过MOSFET 功率管Q1 的峰值电流跟踪AC 输入电压的变化轨迹. 流过MOSFET 功率管Q1 的电流在电阻R010 上转换为电压信号,输入到芯片第4 脚,经过芯片内置阻容( RC) 低通滤波器, 输入到MC33262 芯片内电流检测比较器的正向输入端. 电感L4 电流的波形呈高频锯齿三角波,在电流值从零增长到峰值的过程中,Q1 是导通的. 乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压,只要在R011 上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压,片内逻辑电路动作,输出MOSFET 功率管关断信号. 升压电感L4 的副边绕组Ns 将感应电压经D1 整流EC1 滤波,作为MC33262 芯片启动后的辅助电源;Ns 还用做L4 的高灵敏度的电流传感器. Ns 将流过L4 的电流检测后,经限流电阻R007 输入到片内零电流检测器,只要电感电流一降至芯片所设置的“零”电平, 零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET 导通.
升压电感器L4 选用铁氧体材料铁芯和李氏漆包线绕制,原副边线圈匝数比为60/ 6. 原边Np 绕组的电感为580μH ,副边Ns 是辅助电源及零电流检测绕组.
3 实验结果
实验结果显示该AC/ DC 变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400 V 输出,纹波峰峰值在8 V 以下,输出额定功率达150W ,满载下效率η= 95 % ,功率因数λ≥0. 99 ,输入电流总谐波畸变D < 6 %. 图4 和图5 所示记录了芯片3 脚的采样输入电压、交流输入电流波形. 图6 所示为MOSFET 上源极电阻上的采样电压波形,它反映了流经MOSFET 上的电流波形,即电感储能阶段电感电流波形. 可看出由于MOSFET 开关频率很高(将近70 kHz) ,在开关关断过程中源极电阻上有较强的干扰电流流过,示波器记录波形上出现不少尖峰毛刺. MC33262 芯片内已预先设置了RC滤波器对该信号做滤波处理,不过一般可在4 脚与源极电阻间考虑再增添一外部RC 滤波电路,增强抗干扰效果.
图4 芯片3 脚电压采样输入波形
图5 输入电流电阻采样波形
图6 MOSFET上导通电流电阻采样波形
4 结语
由MC33262 构成的功率因数校正电路外围结构简单,电路元器件少,电路的体积和成本下降,提高了系统的可靠性. 目前这种APFC 技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用. 该APFC 电路采用峰值电流控制方式,属于准连续电流模式,MOSFET 开关频率很高,这对EMI 滤波电路的设计有较高的要求. 不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC 芯片相比有着较高的性价比,值得作进一步完善研究.
文章对APFC 技术中的准连续模式即峰值电流控制方式做了详尽论述,采用MC33262 芯片设计了一种宽电压输入范围、固定升压输出的150 WAC/DC 变换器. 实验结果表明该变换器能在95～255 V的宽电压输入范围内输出稳定的400 V 直流电压,并使得功率因数达到0. 99 以上,总谐波畸变降低至6 %以下.
1 APFC原理和MC33262 芯片介绍
APFC 技术按照电感电流是否连续可分为断续(DCM) 和连续(CCM) 模式2 种. CCM 一般基于直流—直流升压(BOOST) 变换器,尤其适合于大中功率容量. MC33262 功率因数补偿控制芯片电流控制方式是CCM 中的峰值电流控制方式.
MC33262 芯片内部含有自起动定时器、一象限乘法器、误差放大器、电流检测比较器、零电流检测器、图腾柱驱动输出以及过压、欠压等保护电路,具体内部结构框图见图1 所示,图中1～8 分别表示芯片引脚号, V ref为参考电压.
图1 MC33262 芯片内部结构图
利用一个无感采样电阻检测开关管流过电流,将所得电压信号经过一个内置阻容(RC) 滤波电路送入零电流比较器. 该比较器电流基准值由乘法器输出供给. 乘法器有2 个输入,一个是变换器输出直流电压(经过分压采样) 与基准电压之间的误差信号;另一个为全波整流后输出电压经过电阻分压后的值. 因此电流基准为双半波正弦电压,令电感电流的峰值包络线跟踪该输入电压的波形,使输入电流与输入电压同相位,并接近正弦. 该闭环系统在保持输入端功率因数接近1 的同时,也能保证输出电压的稳定.
当输出电压上升时,误差放大器输出电压下降,使乘法器输出的基值电流值下降,开关管的导通时间缩短,流过电感的电流下降,从而使输出电压下降. 反之,使输出电压上升,以达到稳定输出电压的目的. 由于乘法器输入取样来自全桥整流的输出,所以乘法器的输出和全桥整流输出电压波形的相位相同,从而使电感电流的平均值和整流输出电压同相,达到功率因数补偿之目的. MC33262 片内还带有RS 门锁电路,它同时受电流检测比较器、零电流检测比较器和过电压比较器3 个输出的控制,并可以确保在同一时刻芯片的脉冲宽度调制( PWM) 信号输出只有一种状态的驱动信号出现. MC33262 片内还带有欠电压封锁电路,当输入电源电压降低至内置8 V 参考电压时,封锁PWM 脉冲输出. MC33262片内还带有过电压比较器,能在输出端一旦出现过电压时禁止芯片产生驱动输出.
从控制角度上讲,该APFC 电路同时引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统,外环实现输出电压稳定,内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波.
图2 所示为采用MC33262 PFC 控制芯片构成的有源功率因数校正电路原理性框图. 场效应晶体管(MOSFET) 的导通受控于MC33262 芯片内的零电流检测器,当零电流检测器中的电流降为零时,MOSFET 导通,此时电感开始储能,电流增加. 这种零电流导通控制的突出优点有:
图2 有源功率因数校正电路原理框图
(1) 由于MOSFET 开始导通时刻,储能电感中电流为零,这样MOSFET 开关的应力和损耗大大减小,同时降低了对后级整流二极管快恢复性的要求,因此选用普通的快恢复二极管即可满足设计要求;另一方面免除了由于二极管恢复时间过长引起的开关管损耗,也就大大增加了开关管的可靠性.
(2) 由于开关管的驱动脉冲间无死区,所以输入电流是连续的并呈正弦波,这样大大提高了系统的功率因数.
2 基于MC33262 的APFC电路结构
2. 1 输入端保护及滤波电路分析
为避免交流输入端外界产生的电压尖峰对电源造成不利影响,采用金属氧化物压敏电阻并接在交流输入端对瞬态电压进行抑制 . 同时采用负温度系数的热敏电阻(NTC) 串联在交流输入端,用以增加对交流线路的阻抗, 把浪涌电流减小至安全值. 高频开关电源产生的电磁干扰( EMI) 主要以传导干扰和近场干扰为主. 共模干扰和差模干扰是传导干扰的2 种基本模态,EMI 滤波器是目前使用最广泛,也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一. EMI 滤波器不但要抑制差模干扰,也必须抑制共模干扰,它的基本电路可以参照图3.
交流输入电路与电感L 和电容C 组成的低通滤波网络相连,以抑制电网上来的电磁干扰,同时还对本身产生的电磁干扰有抑制作用,以保证电网不受污染. 图3 中L1 为差模扼流线圈,L2 为共模扼流线圈,把串联电感L1 分成2 部分串入相线和中线可尽量保证2 线的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干扰. 共模扼流圈由2 个线圈对称绕制而成,其特点是对网侧工频电流呈现较低阻抗,但对流经的高频共模干扰而言,等效阻抗却很高.
EMI 滤波电路中的电感器件串入电路中对工作状态不加干涉,而对差模和共模干扰起到抑制作用,它的结构是在1 只磁芯上绕制2 个相同绕组的线圈,工作时将这2 个线圈分别串接在电源上,当工作电流接通时,磁芯中的磁动势相互抵消,因而磁芯材料不受任何影响,不必担心其磁饱和. 在这次研制过程中,采用频率特性好,导磁率高的铁氧体材料.在该研制过程中,采用电感和电容组成π型滤波器,使得输出电压更加平滑,交流分量更少,考虑到电感器件中经常有较大的直流电流成分,因而电感器件的铁芯采用具有高饱和磁通密度的铁粉芯材料制成. [!--empirenews.page--]
2. 2 电路结构及工作原理
基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 变换器电路结构如图3 所示. 图中BD1 为整流桥,CY为干扰滤波电容,TR 为热敏元件,ZD1 为稳压管,EC 为电解电容,VR 为压敏元件, FUSE 为保险丝,1～8分别表示芯片引脚号.
图3 所示APFC 电路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升压电感器L4 、升压二极管D2 、输出滤波电容EC2 及反馈环路组成.APFC 变换器的工作原理基于升压电感L4 的电流与电压之间的物理关系. 在Q1 导通时,升压二极管D2 截止,滤波电容EC1 通过负载放电. 当Q1 由导通跃变为关断时,L4 产生的突变电势使D2 正向偏置导通,L4 中的储能经D2 释放,对EC2 充电. 由于Q1 和D2 交替导通,使整流桥输出电流经L4 连续流动. 这就意味着整流二极管在交流电源的半个周期内,导通角趋于180°. 该电路采用双环反馈控制方案. 内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压通过R003 和R004 组成的电阻分压器取样输入到MC33262 第3 脚,以保证通过L4 的电流时刻跟踪输入电压按正弦规律变化的轨迹. 通过L4 的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压,其平均电流则呈正弦波形,这就意味着电源输入电流也呈正弦波. 外环用作APFC 变换器输出直流电压的反馈控制. 直流输出电压通过R005 和R009组成的电阻分压器取样输入到MC33262 的第1 脚,MC33262 输出PWM 驱动信号调节MOSFET 功率管的占空比,以使输出电压稳定.
图3 APFC实验电路结构图
交流输入电压经桥式整流,输出100 Hz 的正弦半波直流脉动电压,能够比较真实反映交流(AC) 输入电压波形的全波整流电压,经过电阻分压器分压、小电容C004 滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器. 滤波电容EC2 两端直流电压通过R005 和R009分压输入到芯片内部误差放大器的反相端,并与误差放大器同相端精密参考电压V ref比较,产生一个直流(DC) 误差电压,作为一象限乘法器的另一路输入. 当AC 输入电压从零按正弦规律变化到峰值时,乘法器的输出控制电流传感比较器的门限,迫使通过MOSFET 功率管Q1 的峰值电流跟踪AC 输入电压的变化轨迹. 流过MOSFET 功率管Q1 的电流在电阻R010 上转换为电压信号,输入到芯片第4 脚,经过芯片内置阻容( RC) 低通滤波器, 输入到MC33262 芯片内电流检测比较器的正向输入端. 电感L4 电流的波形呈高频锯齿三角波,在电流值从零增长到峰值的过程中,Q1 是导通的. 乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压,只要在R011 上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压,片内逻辑电路动作,输出MOSFET 功率管关断信号. 升压电感L4 的副边绕组Ns 将感应电压经D1 整流EC1 滤波,作为MC33262 芯片启动后的辅助电源;Ns 还用做L4 的高灵敏度的电流传感器. Ns 将流过L4 的电流检测后,经限流电阻R007 输入到片内零电流检测器,只要电感电流一降至芯片所设置的“零”电平, 零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET 导通.
升压电感器L4 选用铁氧体材料铁芯和李氏漆包线绕制,原副边线圈匝数比为60/ 6. 原边Np 绕组的电感为580μH ,副边Ns 是辅助电源及零电流检测绕组.
3 实验结果
实验结果显示该AC/ DC 变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400 V 输出,纹波峰峰值在8 V 以下,输出额定功率达150W ,满载下效率η= 95 % ,功率因数λ≥0. 99 ,输入电流总谐波畸变D < 6 %. 图4 和图5 所示记录了芯片3 脚的采样输入电压、交流输入电流波形. 图6 所示为MOSFET 上源极电阻上的采样电压波形,它反映了流经MOSFET 上的电流波形,即电感储能阶段电感电流波形. 可看出由于MOSFET 开关频率很高(将近70 kHz) ,在开关关断过程中源极电阻上有较强的干扰电流流过,示波器记录波形上出现不少尖峰毛刺. MC33262 芯片内已预先设置了RC滤波器对该信号做滤波处理,不过一般可在4 脚与源极电阻间考虑再增添一外部RC 滤波电路,增强抗干扰效果.
图4 芯片3 脚电压采样输入波形
图5 输入电流电阻采样波形
图6 MOSFET上导通电流电阻采样波形
4 结语
由MC33262 构成的功率因数校正电路外围结构简单,电路元器件少,电路的体积和成本下降,提高了系统的可靠性. 目前这种APFC 技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用. 该APFC 电路采用峰值电流控制方式,属于准连续电流模式,MOSFET 开关频率很高,这对EMI 滤波电路的设计有较高的要求. 不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC 芯片相比有着较高的性价比,值得作进一步完善研究.
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