一种带辅助变压器的Flyback变换器ZVS软开关实现方案

摘要：提出了一种新颖的FLYBACK变换器ZVS软开关实现方案。一个较小的辅助变压器与主变压器串联，通过使辅助变压器原边激磁电感电流双向来达到主开关管的ZVS软开关条件。该方案实现了主辅开关管的ZVS软开关，限制了输出整流二极管关断时的di/dt，并且使变换器在任何负载情况下，都能在宽输入范围内实现软开关。

关键词：ZVS软开关；辅助变压器；电流双向

　

0    引言

    在很多通讯和计算机系统中，需要使用高功率密度、高效率的开关电源。提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积，是目前开关电源提高功率密度的一种趋势。但是，开关频率的提高，开关器件的损耗也随之增加。

    为了减小开关电源的开关损耗，提高其开关频率，软开关技术应运而生。软开关技术主要包括两种：零电压软开关（ZVS）及零电流软开关（ZCS）。在含有MOSFET开关器件的变换器拓扑中，零电压软开关要优于零电流软开关。

    Flyback变换器电路简单，在小功率场合得到了广泛的应用。基于Flyback变换器的ZVS软开关拓扑也得到了进一步的发展。最近几年，有源箝位ZVS软开关技术被提出，但它也存在一些缺点，比如，轻载时不能实现软开关。

    本文提出了一种带辅助变压器的Flyback零电压软开关电路，与有源箝位Flyback零电压软开关电路相比，它具有以下几个优点：

    1）电路在整个负载范围内都能实现软开关；

    2）任何负载情况下，电路都可以在宽输入范围中实现软开关；

    3）丢失占空比不随输出负载变化而变化，利于电路参数设计。

    下面分析了此电路的工作原理及软开关参数的设计，并以实验结果验证了该方案的有效性。

1    工作原理

    图1为本文提出的Flyback软开关电路，Tr为辅助变压器。其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区防止共态导通。主变压器T激磁电感Lm较大，使电路工作在电流连续模式（CCM），如图2中iLm波形所示。而Tr的激磁电感Lmr设计得较小（Lmr<<Lm），使流过Lmr的电流在一个周期内可以反向，如图2中iLmr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为7个阶段进行分析，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理描述如下。

图1    带辅助变压器的Flyback变换器

图2    主要工作波形

（a）    阶段1[t0，t1]

（b）    阶段2[t1，t2]

（c）    阶段3[t2，t3]

（d）    阶段4[t3，t4]

（e）    阶段5[t4，t5]

（f）    阶段6[t5，t6]

（g）    阶段7[t6，t7]

图3    各阶段等效电路图 [!--empirenews.page--]

    1）阶段1〔t0～t1〕    该阶段，S1导通，Lm与Lmr串联承受输入电压，流过Lm及Lmr的电流线性上升。此时间段

    Vds2=Vin＋Vo＋Vin（1）

式中：Vds2为S2的漏源电压；

      Vo为变换器输出电压；

      N1为T原边绕组匝数；

      N2及N3为T副边两个绕组匝数；

      n1及n2为Tr原副边两个绕组匝数。

    2）阶段2〔t1～t2〕    t1时刻S1关断，Lm上的电流通过T耦合到副边，使二极管D导通，Lm两端电压被箝位在

    V2=－（2）

    Lm上的电流线性下降。

    Lmr上的电流一部分对S1的输出结电容Cr1充电，另一部分通过Tr耦合对S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻，S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    3）阶段3〔t2～t3〕    当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就为S2的零电压导通创造了条件。同时Lmr两端被箝位在

    V1=－Vo（3）

    Lmr上电流线性下降。而S1的漏源电压被箝位在最大电压

    Vds1max=Vin＋Vo＋Vo（4）

    4）阶段4〔t3～t4〕    t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。Lmr两端依然承受式（3）所示电压V1，Lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻，S2关断，该阶段结束。此时间段

    iDN3＋ioN2=iLmN1（5）

    io=iD＋iLmr（6）

    iD=（7）

    io=（8）

    5）阶段5〔t4～t5〕    t4时刻，Lmr上的电流方向为负，此电流一部分对S1的输出结电容Cr1放电，同时，另一部分通过Tr耦合到副边对S2的输出结电容Cr2充电。到t5时刻，S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    6）阶段6〔t5～t6〕    当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝位在零电压状态，为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lmr上的反向电流流经主变压器，给流过二极管D的电流iD叠加上一个电流

        ΔI(t5)=（9）

    此时间段内，二极管D仍然导通，Lmr两端电压被箝位在

    V1=Vin－V2=Vin＋Vo（10）

    Lmr上电流线性上升。而S2的漏源电压被箝位在最大电压

    Vds2max=＋Vo（11）

    7）阶段7〔t6～t7〕    t6时刻，S1的门极变为高电平，S1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S1。由于Lmr两端承受的电压V1此时较大，iLmr快速上升，到t7时刻，iLmr=iLm，主变压器耦合到副边的电流为零，二极管D自然关断。此时间段

    =    （12）

    由于Lmr<<Lm，式（12）可近似为

    =（13）

    接着Lmr与Lm串联承受输入电压，开始下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2零电压开通，二极管D零电流关断。

2    软开关的参数设计

    假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是iLmrmax对Cr1及Cr2充放电，而S1的软开关实现是iLmrmin对Cr1及Cr2充放电，在电路满载情况下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充电电压要大于放电电压（见图2波形vds2），因此，S1的软开关实现要比S2难得多。在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

2.1    主变压器激磁电感Lm的设定

    由于Lmr的存在，变换器的有效占空比Deff（根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7时间内iLmr的上升速度非常快，所以，可近似认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM的条件

    Lm>=?（14）

式中：η为变换器效率；

      fs为开关频率；

      为变换器输出功率。

    在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，取定

    Lm=（15）

2.2    主副变压器原副边匝数比设定

    根据Lmr<<Lm，及变换器输入输出关系有

    （16）

    而根据式（8），为了使输出滤波前电流io在t3～t4时间段下降不要太快，最好有N3≤N2。

    另外，为了保证t1时刻S1关断时流过副边二极管D的电流iD>0，根据式（7）有

    （17） [!--empirenews.page--]

2.3    辅助变压器激磁电感Lmr设定

    为了实现S1的ZVS软开关，在(1－D)T时间内，激磁电感Lmr上电流必须反向，即

    (1－D)>iLmrmax（18）

    iLmrmax=iLmmax≈（19）

    将式（19）代入式（18）得

    Lmr<（20）

    另外，根据Lmr与S1及S2的输出结电容谐振条件

    >=?（21）

得

    Lmr>=?（22）

    Cr=Cr1＋Cr2（23）

而

    iLmrmin=(1－D)T－iLmrmax（24）

将式（24）代入式（22）解得

    Lmr<=（25）

比较式（20）和式（25），Lmr应该根据式（25）来设定。

    另外，由式（24）可以发现，输入、输出电压一定时，随着负载的增加，iLmrmax增大〔见式（19）〕，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，Lmr要根据满载时软开关的实现条件来设定。而当输入电压为宽范围时，随着输入电压的减小，iLmrmax增加〔由于电路工作在CCM，满载时式（19）第二项可以忽略〕，iLmrmin表达式第一项减小，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，对于输出负载、输入电压变化的情况，Lmr要根据输出满载、输入电压最小时的软开关实现条件来设定。

    同时需要指出，在能实现软开关的前提下，Lmr不宜太小，以免造成开关管上过大的电流应力及导通损耗。

2.4    死区时间的确定

    为了实现S1的软开关，必须保证在t5～t6时间内，S1开始导通。否则，Lmr上电流反向，重新对Cr1充电，这样，S1的ZVS软开关条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对开关管S1的软开关实现至关重要。合适的死区时间为电感Lmr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即

    tdead1=（26）

    一般而言，开关管输出电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1及Cr2恒定。

2.5    有效占空比Deff的计算

    有效占空比Deff比S1的占空比D略小，即

    Deff=D－ΔD（27）

根据

        ΔiLmr(ΔDT)≈ΔiLmr[(1－D)T]－ΔiLm[(1－DT)]（28）

解得

        ΔD≈(1－D)（29）

代入式（27）得

    Deff=D－（1－D）（30）

    从式（29）可以看出，丢失占空比与输出负载无关。在相同电气规格和电路参数条件下，其值大概为有源箝位Flyback变换器满载时丢失占空比的1/2。

3    实验结果

    为了验证上述的ZVS软开关实现方法，本文设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

    输入电压Vin    40～56V；

    输出电压Vo    20V；

    输出满载电流Io    3A；

    工作频率f    100kHz；

    S1及S2        IRF640；

    主变压器激磁电感Lm    222μH；

    主变压器原副边匝数N1：N2：N3    39：15：15；

    辅助变压器激磁电感Lmr    10μH；

    辅助变压器原副边匝数n1：n2    13：13。 [!--empirenews.page--]

    图4给出的是负载电流Io=2.5A时，输出滤波前电流及流过副边二极管D电流的实验波形，其结果与理论分析相吻合。图5～图8分别给出了S1和S2在轻载及满载时的驱动电压、漏源极电压和所流过电流的实验波形。从图中可以看出，当驱动电压为正时，开关管的漏源极电压已经为零，是零电压开通。而当开关管关断时，其结电容限制了漏源极电压的上升率，是零电压关断，由此说明S1及S2在轻载及满载时都实现了ZVS。从开关管漏源极电压与所流过电流的比较也可以看出实现了ZVS。

图4    输出滤波前电流及流过副边二极管D的电流

（测试条件：Vin=48V    Io=2.5A）

图5    轻载时S1的驱动电压、漏源电压及

流过电流波形（测试条件：Vin=48V    Io=0.5A）

图6    满载时S1的驱动电压、漏源电压及

流过电流波形（测试条件：Vin=48V    Io=3.0A）

图7    轻载时S2的驱动电压、漏源电压及

流过电流波形（测试条件：Vin=48V    Io=0.5A）

图8    满载时S2的驱动电压、漏源电压及

流过电流波形（测试条件：Vin=48V    Io=3.0A）

    图9给出了变换器效率曲线。图9（a）为输入电压一定，负载电流不同时的变换效率曲线，可以看出，满载时效率最高，为91.35％。图9（b）为负载电流一定，输入电压不同时的变换效率曲线，可以看到，效率随输入电压变化而变化的范围很小。

（a）    额定输入电压时效率与输出电流关系图

（b）    输出满载时效率与输入电压关系图

图9    变换器效率曲线

4    结语

    本文提出了一种Flyback变换器ZVS软开关拓扑，分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计（关键是辅助变压器原边激磁电感Lmr的设计）是根据满载及最小输入电压时的工作情况设计的，而随着负载的减轻和输入电压的增加，ZVS软开关的实现也越容易。因此，该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围，与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点，可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。