通用型IGBT变频电源的研制过程

1 　引　言

目前,一些设备仍沿用传统的400Hz 变频机组供电,具有笨重、效率低、噪声大,动态品质差、输出波形差等缺点。用静止变频电源取代它是发展的必然趋势。早期的晶闸管静止变频电源虽然克服了变频机组的许多缺点,但晶闸管的关断依赖负载或附加的关断电路,控制复杂,动态性能不理想,在技术性能上很难有新的突破。本文提出的变频电源,从根本上克服了上述弊端,是一种性能优良的静止变频电源。

2 　主电路和系统控制结构

2. 1 　变频电源的主电路结构

主电路结构如图1 所示。J S 为软启动控制,避免上电时浪涌电流对整流模块的冲击。

采用工业上比较流行的SPWM 控制策略。由于载波频率的高频化,SPWM 脉冲波的第一组谐波中心向高频端迁移,距基波频率甚远,如
图2 所示。这就使得输出滤波网络得以小型轻量化,动态品质也得以改善。

输出滤波网络采用常K型两元件低通滤波器[5 ] 。滤波元件L 、C 的参数按下式选取:

L = R/ (πf c) (1)

C = 1/ (πf c R) (2)

 

 

式中　f c ———通带的高截止频率
　　　R ———滤波器的特性阻抗

2. 2 　系统的控制结构

系统控制结构如图3 所示。电流环作为输出电压控制环的辅助环,能成功地限制逆变器的输出电流,以防止逆变器过载,提高系统稳定性。

图中　Uge ———电压给定
　　　Upc ———偏磁校正
　　　Igd ———电流给定
　　　Uxl ———限流给定

3 　擎住效应及防护技术[1 ,2 ]

3. 1 　擎住效应

IGBT 由四层PNPN 组成,内部形成一个寄生晶闸管,有可能由于再生作用而发生擎住。IGBT的擎住效应有两种模型:稳定导通时的静
态擎住及关断时产生的动态擎住。

3. 2 　静态擎住效应

IGBT的等效电路如图4a 所示。α1 、α2 分别是VT1 和VT2 的电流放大系数且为电压电流的函数。如果α1 增大,通过P 基区的空穴电流Ih 也增大,当Up = Ih Rp > 0. 7V 时,NPN 管开通,VT1 、VT2 发生正反馈。已知当α1 + α2 = 1时,IGBT被擎住,栅极失去控制作用。IGBT 将发生破坏性损坏。

3. 3 　动态擎住效应

考虑结电容的等效电路如图4b 所示, IGBT在关断时J2 结因反偏几乎承受着全部高压。结电容Cj2影响最大,仅考虑Cj2的影响。重加
d v/ d t 使Cj2产生位移电流iDis :
iDis∝d v/ d t (3)

此时应为动态α,若不考虑α随电压的变化,仅考虑电流对其影响,则动态αs 定义为:

由上式可看出,擎住发生时αs1 + αs2 = 1。此时与静态的α1 、α2 无关。管电流随iDis位移电流迅猛增加,关断时重加d v/ d t 最为有害。

 

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3. 4 　擎住效应的防护

由上述可知,IGBT 的擎住效应是由器件的特殊结构决定的。应为IGBT 设计良好的周边电路,抑制擎住的发生,主要从以下几方面考虑。

(1) 避免IGBT超过热极限

IGBT的擎住电流与温度有关,参见图5。散热器的温度以不超过70 ℃为宜。因温度升高后,NPN 管开通的偏置电压不再是0. 7V ,而是随温度的升高而下降;p + 区的横向电阻RP 随温度升高而增大,二者的影响均促使擎住电流下降。

(2) 选择合理的驱动条件

IGBT的动静态特性与门极驱动条件密切相关。正反向驱动电压±Uge 、门极电阻Rg 对IGBT的饱和压降、开关损耗、短路耐量等都有不同程度影响。经验表明,正向驱动以13V ≤Ug ≤15V ,反向驱动以- 7V ≤- Uge ≤- 5V 为宜。在开关损耗允许的情况下, Rge 应适当选大。
(3) 利用缓冲电路限制过压

IGBT感性关断时产生的浪涌电压一方面可能使IGBT的关断轨迹位于安全工作区之外,另一方面使管耗增加,温度升高对抑制擎住不
利。必须使用缓冲电路消除这种开关浪涌。缓冲电路采用阻止放电型结构,如图6 所示。各参数按下列关系选取:

式中　Ls ———引线电感,以1μH/ m计

Io ———IGBT最大脉冲电流值

K ———额定减小系数,非重复时K= 1 ,重复时K = 0. 8

Ucep ———集射间的峰值电压,Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ d

Ud ———直流高压

UFM ———二极管暂态正向压降,1200V 级取40～60V

实测电压尖峰ΔU = Ucep - Ud <100V ,缓冲效果比较明显。

 

 

(4) 过流或短路故障时应使IGBT 缓关断

故障情况下, 由于关断时随着MOSFET 沟道的减小, 电流会流过Rp ,使Up 升高, IGBT 可能会进入擎住。而简单快速地关断IGBT ,会产生
较大的d i/ d t 和d v/ d t ,也可能促使IGBT 进入擎住。应该在IGBT耐量允许的前提下,设法缓

(5) 合理选择器件等级和开关频率

IGBT功率模块电流等级参考下式选取:

ic = NPo/ (ηDmaxUdmin) (14)

式中　Po ———额定输出功率
　　　N ———功率裕量系数
　　　η ———效率
　　Dmax ———最大占空比
　　Udmin ———最低直流高压

高速型IGBT的优选频率范围是10～15kHz(硬开关) 。开关频率太高,管耗大,温升高,可靠性下降。以单相4kW的静止变频电源为例,
选用富士2MBI50L - 120 功率模块。频率调制比mf = 33 ,载波频率f = 400 ×33 = 13. 2kHz。经主电路倍频以后,逆变桥输出的SPWM 脉冲波的频率为26. 4kHz ,其频谱见图2。

4 　控制、驱动及保护电路

由EPROM和D/ A 构成调制波产生电路是目前较好的办法。将参考正弦按规则采样法离线算好后存于EPROM 中,若为三相电源,参
考正弦三相互差120°,使用一片最小容量的普通型EPROM即可。基本电路如图7 所示。

因为三角波载波的斜边是与参考正弦在台阶处相交,比较器不存在抖动问题,不需附加任何措施,稳定可靠。

5 　主要技术指标

单相4kW变频电源:

输入　　　　50Hz ,380V , ±10 %

输出　　　　单相115V/ 230V , ±10 %可调

电压调整率　< 1 %

输出波形　　正弦波,THD < 3 % ,单次谐波< 2 %

频率　　　　400Hz , ±30Hz 可调

过载能力　　120 % ,10 分钟

效率　　　　> 80 %

6 　结　论

单相4kW 变频电源在两种雷达上试用成功。在此基础上,已派生出各种规格的电源。实现了实用化和系列化。已广泛用于部队、院
校、民航、科研单位等,用户反映良好。