利用无需光耦合器的反激式隔离电源解决设计难题

　目前，简单性和高效率不再是反激式隔离电源的可选项了，在这种情况下，能够不使用光耦合器以提高性能无疑具有重要意义。光耦合器通常用在低功率(10 W ~ 60 W)反激式隔离电源的反馈环路中。利用副端电压基准和误差放大器驱动光耦合器，将控制信号送回主端以进行电压调节和瞬态响应。这种方法除了器件密集，还由于在反馈环路中放置了一个光耦合器而引入了很多设计问题。

　　反馈环路中的光耦合器工作时需要保持相对小的电流传输比（CTR）容限，电流传输比又常被称为增益。在0℃ ~ 70℃，一般光耦合器 CTR 的变化幅度可能达到 100%，因此光耦合器很难保持恰当的增益裕度和相位裕度。光耦合器随着时间的推移性能容易恶化。不要让过大的电流流过发光二极管，因为这会引起过早老化。由于过早老化导致的 CTR 变化可能会引起电源振荡或电源故障。此外，闭环电源系统的响应时间在很大程度上取决于光耦合器的响应时间。在最好的情况下，光耦合器会有几微秒的传输延迟。在远高于 100kHz 的典型工作频率上，光耦合器可能是闭环系统中响应速度最慢的器件。慢速控制环路意味着，在发生阶跃负载等瞬态事件时，输出电压会过度偏离标称值。

图 1 示出了反激式转换器电路图，该电路基于反激式同步隔离控制器 LT3825。这个电路具有输入欠压保护和输出短路保护功能。

          LT3825 是一个电流模式开关控制器集成电路，专门用于采用同步整流的反激式无光耦合器隔离电源。电流模式工作改善电压瞬态抑制、提供简单环路补偿并具有固有的“内部”快速电流控制环路和较慢的“外部”电压控制环路。内部电流环路对主端和副端开关 MOSFET 施加逐周期的即时控制。LT3825控制 IC的工作方式与传统反激式电流模式开关类似，只是输出电压反馈是通过检测电源变压器绕组完成的。这减少了横跨隔离势垒而连接至电源变压器以及用于副端同步MOSFET的同步驱动变压器组件的数目。电源变压器需要在效率、最大功率输出、尺寸、耦合方式、漏电感、互绕组电容和最终成本之间取得平衡。设计方案所需输入和输出规格不同，平衡结果也不同。

　　LT3825 具有一个独特的反馈放大器，该放大器在反激期间对电源变压器绕组电压采样，并利用这个电压控制反馈环路。用于反馈的电源变压器绕组可以是单独的绕组，也可以是主端反激绕组。采用上述任一方式都可获得相同的电压调节和快速瞬态响应。在利用主端绕组实现反馈时，还需要一个晶体管来降低检测电压。LT3825 内的专用反馈电路在反激脉冲期间读取返回的输出电压信息。然后这个电压与精确的内部基准比较，获得一个误差信号。这个误差信号用来调制 Q1 的接通时间，其调制方式就像调整输出电压一样。这种方法的一个重要优点是，输出电压信息在开关周期终止后，立即到达控制器。在基于光耦合器的常规设计中，仅光耦合器就产生几微秒的延迟，从而限制转换器的瞬态响应。当主端MOSFET开关Q1断开时，其漏极电压上升到高于V_IN。主端 MOSFET 断开、副端同步 MOSFET Q2 接通时，发生反激。在反激期间，未驱动的变压器引脚电压由副端电压决定。[!--empirenews.page--]

　　外部电阻分压器R1/R2改变反激电压的大小，反激电压出现在图2中的反馈引脚上。然后，反馈放大器与内部带隙基准作电压比较。这个反馈放大器实际上是一个互导放大器，其输出仅在反激期间连接到 Vc。Vc 引脚上的外部电容器汇合净反馈放大器电流，以提供控制电压来设定电流模式跳变点。由于整个环路是高增益的，因此FB 引脚上的调节电压近似等于带隙基准 V_FB。到此为止，一直在以伪 DC 方式看待反激式反馈放大器的工作。但是反激信号是一个脉冲，而不是一个 DC 电平。必须在电路上做好防备，以实现仅在反激脉冲出现时启动反激放大器。这是由控制器内部的“使能”电压实现的。需要定时信号来启动和禁止反激式放大器，以确保反馈信号在恰当的时间采样，这由 LT3825 自动控制。

　　LT3825 通过反激脉冲的动作影响对输出电压的调节。如果输出开关没有接通，就没有反激脉冲，而且也不提供输出信息。这造成了不规则的环路响应和启动问题。该解决方案要求主端开关在每个振荡器周期中具有一个绝对最小接通时间。如果输出负载低于上述情况下所产生的负载，那么通常会采取强制连续工作的方式。主端开关关闭时，出现反激脉冲。不过，要经过一定的时间，直至变压器主端电压波形反映输出电压波形。部分原因是主端 MOSFET 漏极节点有一定的上升时间，但更重要的原因是变压器存在漏电感。变压器漏电感在主端引起电压尖峰，这个尖峰与输出电压没有直接关系。反馈放大器电路的内部稳定也需要一定的时间。为了不受这些因素的干扰，在开关断开指令和反馈放大器启动之间引入了固定延迟，这叫做使能延迟期。

　　反馈放大器一旦启动，就需要一定的机制来禁止它。这是由故障分离比较器实现的 ，反激电压(FB)与一个固定基准(标称值为 80% V_FB)作比较。当反激波形下降到低于基准电平时，就禁止反激放大器。反馈放大器一旦使能，就会在一个固定的最短时间内保持工作，这个最短时间叫做“最短使能时间”。这是为了防止锁定，尤其是在输出电压异常低的时候(例如在启动时)。最短使能时间确保 V_C 节点电压能够升高，并将电流模式跳变点提高到故障检测系统能够恰当工作的水平。这个时间由单个电阻在内部设定。该反馈放大器仅在一个周期的部分时间内使能工作。这可以在一个固定的最小使能时间和一个大约为开关“断开”时间与使能延迟时间之差的最大值之间变化。此外，LT3825 的同步整流器输出(SG 引脚)使得驱动同步副端整流器 MOSFET 很简单，同时还可保持很少的器件数。设定 Q2 相对于 Q1 的死区时间仅需要用一个电阻编程。由于避免了传统的、更复杂的和分立的定时电路，因此允许设计师设定最佳死区时间，因为这种定时在 LT3825 内得到了很好的控制。该集成电路也不需要副端同步控制器集成电路以及与其相关的电路。

　　LT3825 反激式无光耦合器同步隔离控制器设计允许设计师改善响应时间和效率，同时在反激式隔离设计中保持卓越的负载和电压调节。它允许较少的器件数，简化了实施，而且无需光耦合器。