基于全桥移相控制器UC3879的开关电源设计

摘要：采用全桥移相型PWM控制器UC3879进行了300 W开关电源的设计。实验结果表明：在开关电源的设计过程中采用全桥移相控制技术，可有效降低电磁噪声，电源的动态响应快，通用性好，工作可靠。满足系统控制指标，具有较强的鲁棒性。
关键词：UC3879；全桥移相；开关电源

    电源按控制方式一般可分为线性电源和开关电源两类。其中：线性电源的输出纹波较小、电磁兼容性较好，但效率较低、发热较大、电源体积较大；开关电源以其效率高、发热量较小、体积小、重量轻，逐渐取代了线性电源。
    全桥移相的开关电源控制方式拓扑结构简洁，控制方式简单。在这种控制方式下：开关频率恒定，有利于滤波器的优化设计；可实现开关管的零电压开关，减小了开关损耗，提高了电源的工作效率；由于元器件的电压和电流应力较小，降低了元器件的性能要求，使电源成本降低。因此，在中、大功率的开关电源设计过程中多采用全桥移相的控制方式。
    笔者在此基础上利用全桥移相技术，进行了300 W开关电源的设计。

1 设计要求
    拟设计的开关电源的技术指标如下：
    (1)输入电压范围：DC 18 V～36 V；
    (2)输出电压：DC 24 V；
    (3)输出电压微调：标称输出电压的±10％；
    (4)额定输出电流：12 A；
    (5)负载调整度：±1％；
    (6)输出电压纹波峰峰值：200 mVp-p；
    (7)过流保护：15 A；
    (8)工作温度：-20℃～+85℃；
    (9)环境湿度：相对湿度90％(35℃)。

2 开关电源的设计
    由于开关电源输出的功率较大，所以采用全桥移相的控制方式。电源主控芯片选用TI公司的全桥移相型PWM控制器UC3879，UC3879可对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现功率级的恒频PWM控制；UC3879的4个输出端分别驱动A／B、C／D 2个半桥，每个半桥都能进行单独的导通延时(死区)调节，在该死区时间内确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件；UC3879可工作在电压模式和电流模式下，并具有1个独立的过电流关断电路以实现故障的快速保护。其电气特性如下：
    (1)可实现0～100％的占空比控制；
    (2)开关频率可达2 MHz；
    (3)两个半桥输出的导通延时可单独编程；
    (4)支持欠压锁定功能；
    (5)软启动控制功能；
    (6)锁定后的过流比较器在整个控制周期内均可重新启动；
    (7)适用于电压拓扑和电流拓扑；
    (8)在欠压锁定期间输出自动变成低电平；
    (9)启动电流仅150μA；
    (10)误差放大器带宽为10 MHz。
    在开关电源的设计过程中，变压器设计是整个开关电源设计的核心，对开关电源性能有决定性的影响。现将这部分设计分述如下：
2．1 变压器设计
    变压器设计的关键是磁芯的选取、原边／副边匝数的计算。在此，为避免开关电源产生的开关噪声对负载的干扰，选取开关频率为36 kHz，在此开关频率的基础上进行变压器的设计。
2．1．1 磁芯选择
    36 kHz开关频率条件下：
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    式中：Ap--磁芯面积乘积；
          Ae--磁芯有效截面积；
          AQ--窗口截面积；
          PT--开关电源输出功率；
          η--开关电源效率，在此为0．8；
          fs--变压器的开关频率；
          Bm--磁通密度；
          Km--窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关；
          KC--电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。
     为保证磁芯具有一定裕度，选取TDK E150磁芯，该磁芯Ap=4．14(Ae=230 mm2，Aw=180 mm2)，能够满足要求。
2．1．2 原边／副边匝数计算
    为减小导线的趋肤效应，选取导体标称直径d=0．630 mm的导线，原边12根并绕，副边8根并绕。
    原边匝数：
   
    式中：VDT--MOSFET漏源压降；
          D--原边绕组占空比；
          Bmax--最大磁通密度；
          Vdc(min)--直流母线电压最小值；
          T--开关周期，T=1／fs。
    尝试取原边匝数Np=4时，副边匝数为：
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    考虑到导线的集肤效应(集肤深度约0．38 mm)，选取标称直径0．630 mm的导线。其外径为0．68 mm(1级)。
    原边并绕根数：
   
    取8根。
    下面计算绕组总面积：
    原边绕组面积=Np×原边并绕根数x0．6302=30．95 mm2．
    副边绕组面积=Ns×副边并绕根数x0．6302=22．2 mm2．
    总面积=原边绕组面积+副边绕组面积*2=84．12 mm2．

3 全桥移相变换器工作原理
    全桥移相变换器是输出功率最高的一类，其拓扑原理图如图2：

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    全桥移相变换器通过改变功率开关控制策略，使其中一个功率管先关断，一次绕组的另一端仍与地相连，这使得漏感、谐振电感和MOSFE T的输出电容构成谐振网络。这样，一次绕组的开路端电压振荡到下管的母线端电位，然后下管MOSFET以ZVS(零电压开关)方式开通。接着与一次绕组滞后端相连的MOSFET可以关断，且滞后端振荡到上管母线端电位，最后上管MOSFET开通。MOSFET的开通、关断波形见图3。

    由于MOSSFET管在关断瞬间，一次绕组的两端都有一个单端流过的负载电流，所以每个MOSFET都实现了ZVS开通、关断，错开了功率器件大电流和高电压同时出现的硬开关状态，抑制了MOSFET开通、关断时产生的电压尖峰，减少了开关损耗与干扰。

4 谐振电感设计原则
    ZVS的实质就是：利用谐振过程对并联电容充放电，让某一桥臂电压Ua或Ub快速升至电源电压或降至零值，使同一桥臂即将开通管的并联二极管导通，把该管两端电压迅速钳在零位。而在主变压器源端串接自我谐振电感Lr，可促使变换器滞后臂实现ZVS。
    由于只有Lr参与谐振，如果谐振开始时Lr电流iLr较小，Lr储能不够，电容C的谐振电压Uc的峰值就有可能达不到Uin，开关管的并联二极管就不能导通，其对应的开关管就不能实现零电压开通。为了使电容的谐振电压峰值能够达到Uin，电感的储能必须足够，在谐振开始时电感Lr的电流iLr(0)必须满足：
   
    这一不等式是设计谐振电感Lr的依据。
    Lr取值较大可有效抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，减小上冲或下冲的尖峰毛刺，降低开关损耗；但Lr过大又会延长占空比丢失时间，降低整机效率。Lr取值小些可缩短原边电流在死区时间谐振过零的反向过程，在输入电压最低、输出电流最大时仍能控制移相稳压，提升电源效率；但Lr过小，虽使占空比丢失减小，但原边电流上冲或下冲的尖峰毛刺会显著增大，增大开关损耗，降低电源的可靠性。因此，在实际的设计过程中，在允许的范围内要多做比较，不断优化，以试验数据为准。

5 结论
    经设计、调试后，开关电源在环境实验及常温连续工作过程中输出电压稳定，动态响应较快，供电品质较高，满足设计指标要求。