电流源设计小Tips（一）：如何选择合适的运放(1)

对于工程师来说，电流源是个不可或缺的仪器，也有很多人想做一个合用的电流源，而应用开源套件，就只是用一整套的PCB，元件，程序等成套产品，参与者只需要将套件的东西焊接好，调试一下就可以了，这里面的技术含量能有多高，而我们能从中学到的技术又能有多少呢?本文只是从讲述原理出发，指导大家做个人人能掌控的电流源。本文主要就是设计到模拟部分的内容，而基本不涉及单片机，希望朋友能够从中学到点知识。

我这次的目标是搭建一个有基本功能的20V/100mA电流源，它即可固定输出，又可用单片机步进控制。下图是易于实现数控的直流电流源。假设运放有理想输出能力，如果输出电流100mA，采样电阻Rsample的大小取值有何讲究呢?

 

 

图1

如果Rsample过大，将导致：

1. 采样功率过高，对Rsample温度稳定要求高，因而成本呈指数提高。

解释：如果Rsample=1 Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，对于精密应用而言，电阻耗散100mW通常是难以接受的采样功率。

2. RL上的电压动态范围减小，减小RL电阻上限。

但对运放和Vin调理电路的要求相应降低。

如果Rsample过小，将导致运放的种种误差显现：

1. VOS的漂移与Vin可比，造成输出电流误差。

解释：Rsample=0.1 Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潜在直流误差30%;VOS/dTmax=30uV/C，10C温度变化引起潜在误差3%。

2. 电路增益过高，运放噪声放大，RL上电压基本不变，造成RL上的电压噪声增大，导致RL上电流噪声增大。

3. 对运放要求提高，因而成本呈线性提高。

4. 对处理Vin的调理电路要求提高，因而提高成本。

但对Rsample的要求相应降低。

关于如何选择采样电阻：

电流源需要采样电流进行反馈，虽然也有其他方法采样，但最稳定也是最准确的方法仍然是电阻采样。

普及知识：用于采样的电阻功率至少大于采样功率20倍以上，才不致由于发热造成明显的漂移。

继续上次，100mA_级的电流是很常用的电流值，但对于电阻采样而言通常也是比较尴尬的电流值。

A_级的电流通常不要求太高准确度，使用分流器采样为主，只要功率足够即可。

mA/10mA_级的电流相对简单，由于不产生显著的采样功率，因此通常的精密金属膜电阻都可满足要求。

100mA_级的电流不大不小，用分流器没有这么大的阻值，用精密金属膜电阻没有这么大功率。

 

 

图2

解决方法：

1. 降低采样电压，使用小阻值

2. 降低采样功率，同功率下，阻值尽量大

看似矛盾，其实很简单，并联多个精密金属膜电阻。

实例：

100mA，采样电阻4只12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻并联，等效电阻3 Ohm，采样电压300mV，采样总功率30mW，每只电阻功率7.5mW。

采用这种方法需要在PCB上多下功夫，一定牢记铜也有电阻，而且铜本身可做温度传感器。

通常0.1%的精度不是必要的，但温度漂移一定要小。然而实际电阻产品的精度和漂移基本是对应的，买电阻时除了功率外一定着重询问。

此外，电阻出厂前经过老化最好，无老化的电阻通常便宜一些，但通电后几天内性能多少会有些变化。

本次成本：

12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 4只 单价0.50元，合计2.00元。

注意你的负载之一(电阻)：

如果RL是纯电阻，基本可以分为以下2种情况：

1. RL《《Rsample：运放看到的增益约为1，如果运放单位增益不甚稳定，例如LF357，电路可能振荡。

2. 对于某些运放，如LM1875，需要20倍以上增益才可稳定，此时要求RL》=10Rsample。

否则，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为40dB/DEC，电路将振荡。

为保证足够的相位裕量，通常要求两者交点斜率差最大为20dB/DEC。

 

 

图3

然而，源是不能挑选负载的，除非超出源的能力，例如电压源有输出电流限制，而电流源有输出电压限制。

对于第一种情况，通过运放的外部补偿即可消除，由于现代运放都具有0dB稳定性，因此不作为讨论重点。

对于第二种情况，需要在反馈通路引入适当的频率补偿，由于通常补偿元件并联在RL两端，因此称为输出减振器。

对于电阻性负载，输出减振器即电容，通过在反馈回路中引入零点z，从而达到稳定，但将限制反馈系统带宽。

 

 

图4

补偿后，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为20dB/DEC。

 

 

图5

零点频率自己计算，很简单。

零点的选择根据运放的Aopen各转折频率点选择。为保证各种负载电阻下均达到稳定，通常零点选在较低频率，将牺牲部分频率响应。

虽然第二种情况很少在实际中应用，例如1875做的电流源温度漂移严重，但作为频率补偿的范例可作为后续的准备知识。

本次增加成本：

50V耐压1uF以下CBB电容 1只 单价1.00元，合计1.00元

合计成本：3.00元

注意你的负载之二(电感)

和化学、物理方法产生的电能不同，依赖反馈理论的电源都会有先天的恐惧症。

与电压源害怕遇到电容性负载类似，电流源遇到电感性负载时也须谨慎处理。

题外话：似乎所有稳压电源都会在输出有电容，与上面的话冲突。其实稳压电源也做过补偿，况且10uF量级的电容以足够大，普通的电压源能量无法带动10uF在特定频率上以很大的幅度振荡，但并非不振只是幅度很小，很像纹波。这就是为什么坛里坛外有些diy电源会产生莫名其妙的“纹波”和“噪声”的原因。

电流源的负载除了电阻和二极管以外，更多的应用就是电感，变压器、螺线管、电磁铁、空心线圈、亥姆霍兹线圈。。。，其中很多电感性负载能达到H级。即使是小的电感，如果要求电流源响应速度很高，也有同样的问题。坛里有同惠的朋友，大家可向他请教，同惠某系列的电流源专为电感偏流的，同时又有很宽的频率响应范围。

RL是有直流电阻的电感，暂用(LL+RL)代替，(LL+RL)会使反馈系数F出现极点pL，对应的1/F出现零点，导致振荡。pL的频率点各位自己计算。

 

 

图6

解决的办法还是补偿，只要在反馈系数F上引入一个零点zL，使1/F对应出现一个极点，从而使交点处的1/F曲线斜率为0。

 

 

图7

还是在输出减振器上做了文章，但一般不推荐直接用电容，虽然电感内阻已经是一次阻尼，但仍会导致校正后的1/F曲线在LC谐振频率附近莫名其妙。通常的方法要给电容也加一点阻尼，串联一个小电阻R，1—100 Ohm，视实际应用中的频响曲线和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的应用C=0.1uF，R=3 Ohm/1W。[!--empirenews.page--]

 

 

图8

很奇怪为什么用1W的电阻，R里通常不走电流，做过音响功放的应该有点体会，这里不再详述。

本次增加成本：

3 Ohm/1W水泥/碳膜/金属膜电阻 1只 单价0.20元 合计0.20元

合计成本：3.20元

负载的问题已经完成，好像还缺电容没有讨论，给个公式CV=It，考虑考虑看。电流源不太怕电容的。

这两部分关于负载的问题，大家好像都不太感觉兴趣，与烙铁太远了。

其实都是学校里很少见到的，工程上优先考虑的事项。

模电老师自己没做过东西的，自然不会给讲这个，这就是为什么学校作品通常很难变成产品的原因。

实际的运放：

模型说了这么多，还没和实际的沾上边儿，这一部分将考虑实际器件。

通常的运放最高能输出35mA(我见过的，勿疑)，而且到达最大输出电流时，运放几乎进入饱和状态，已失去大多数可圈可点的性能。

当然，功率运放可输出5A以上的电流，但功率运放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet，其余类推。

由于功率运放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推荐单独使用。

一般而言，依照运放自身的设计原则，运放输出电流应尽量控制在1mA以内，否则：

1. 加上自身偏置电流，运放可能发热，造成输出漂移。

2. 由于集电极/发射极串联电阻的作用，大电流输出造成运放输出级状态不佳，主要是VCE过低，IC过大，造成电流增益下降，具体参见任意NPN/PNP datasheet中的输出特性曲线。

3. 加重中间级负载，造成运放对高频大信号的响应能力下降。

对于大于1mA的电流，应该扩流。

 

 

图9

扩流方法很多，最常见方法如下：

1. 使用现成的单位增益缓冲器：

例如LT1010，最大输出150mA。

2. 参照运放内部电路：

扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级，就是NPN和PNP构成的射随器组合，对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。实际是第一种方法的简化方法。

3. 使用具有电压增益的功率运放电路扩流：

这是一种豪华的方法，具有相当好的动态性能，很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法，当然功率运放是分立的。由于扩流电路具有电压增益，因此对运放的SR要求降低，整体电路的直流性能决定于运放，克服了功率运放的VOS问题。但这种电路调试比较麻烦，容易振荡，需要设计者经验丰富。

显见，考虑性价比，如果只考虑将电流源作为稳定驱动，而不考虑动态性能(例如脉冲电流源)，第2种方法是相当好的选择。

一定有人推荐，最好使用甲乙类输出以避免交越失真，也可，但对直流源实无必要。

 

 

图10

上述电路都可工作于I、II、III、IV象限。针对一般的用途，事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少，通常只需I象限工作即可(Io》0、Vo》0)，如果不考虑动态性能，可将推挽输出级PNP一侧去掉，简化为单臂输出。

这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能，但对于直流稳定源无大碍。

坛友可参考Agilent 36xx系列用户手册，下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。36xx均为单臂电源。

 

 

图11

图中运放使用了双电源。运放可单电源也可双电源工作，推荐使用双电源，原因如下：

1. Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是运放的基本公式，通常认为Aopen无穷大，但实际运放最高不过140dB(icl7650)，有的运放甚至只有几千(TL061)。

变换公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定记住，其中所有的电压都是以双电源中点为参考地。而(Vin+-Vin-)就是运放误差。

单电源工作时，Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小，双电源工作时Vo=1/2(Vcc-Vee)=0时误差最低，相对而言，后者更好把握，此问题在后面有实际应用方法解决。

2. 即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨，因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题，使用双电源可避免这些问题，从而集中精力考虑重点。

还存在的一些问题：

电路基本成型了，还有什么问题?

一般而言，设计到这个地步，设计工作可到一段落。然而仔细分析，仍有不甚完美之处。

普及知识：电流源和电压源都是互补对应的。首先看看电压源：

1. 对电容性负载敏感，对电感比较无所谓。

2. 有最大电流限制，短路时输出电流受电压源的电源的电流能力限制。

3. 负载并联在输出端和地之间。

对应于电流源：

1. 对电感性负载敏感，对电容比较无所谓

2. 有最大电压限制，开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。

3. 。。。

第3点是个问题，已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间，而且参与反馈，因而造成如下问题。

1. 负载调节率

试想负载的变化范围由0—100 Ohm，运放输出端电压需要在1到10V之间变化，根据前面运放误差分析，10V与1V对应的(Vin+-Vin-)相差10倍。如果运放为TL061(Aopen=6000)，输入误差在1V/6000—10V/6000之间变化，即0.16mV—1.6mV，对应Vsample=300mV的情况，电流误差为0.05%—0.5%，因此0—100 Ohm范围内的负载调整率为0.45%，很可观。通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。

当然换好一点的运放，例如OP07(增益1000000)，会好的多，负载调整率为0.003%。基本可以忽略。

然而，如果可以用好一些，就尽量用好一些。即使是便宜的OP07，也尽量发挥出它应有的指标。

为何要一味追求负载调整率，其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻，负载调整率越小，并联内阻越高，其分流越小，电流源性能越好。

对应于电压源，负载调整率对应的是电压源的串联内阻，负载调整率越小，串联内阻越小，其分压越小，电压源性能越好。

2. 输出电压无法达到20V

老实话，为什么命题选择20V，就是要在这里说明问题。大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V，当然也有OP07(极限+/-22V)家族可以到达+/-20V。

即使使用OP07，在+/-20V下工作，输出最高电压不过+/-18V，因此NPN的E，即电流源输出端的最高电压为17.4V，算上Vsample=300mV，电流源能达到的输出电压为17.1V。况且中功率NPN的电流增益不过几十，因此一定会使用达林顿组态，减小运放负载，又会去掉0.6V，最高输出电压压缩到16.5V。

当然，会有建议采用非对称双电源，例如+30V -5V，可使输出电压达到20V以上。

如果不得已，这样的配置是可用的。然而基于以下的原因：

(1)如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降，造成运放Aopen下降和输入偏流增大。

(2)Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。

一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。单电源是非对称双电源的极端，因此与双电源相比性能会打很大折扣。这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用，现代单电源运放作过很大改进，例如轨到轨，但价格也高得多，在不损失其他性能的前提下，价格通常是普通运放的几倍。

对于上述问题，这个电流源的架构无法确切的完全的解决，必须改变架构。

利用三极管的镜像原理(IB约等于0，IC=IE)，可将负载请出反馈回路，移到电源和C之间，也就达到了与电压源的对应：“负载串联在输出端和电源之间”。

 

 

图12