电流源设计小Tips(一):如何选择合适的运放(2)

此时，运放输出端电压基本控制在0.6—0.9V之间，即使TL061也可达到0.016%，OP07更可达到0.0001%。

如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开，连接负载的电源VP为24V，电流源的输出电压便可达到20V以上。

可是，三极管的电流增益毕竟是有限的，即使是达林顿组态也不过1000，超beta管(通常用在双极运放输入端)最大也不过10000，IB总会出现，而且IB通过Rsample流入地，造成Vsample里出现误差。误差即1/电流增益。

NS有个电路避免了这个问题，使用JFET与NPN构成一个无需电流驱动的达林顿组态。

 

 

图13

然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不贵，还可减少一种库存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。

 

 

图14

MOSFET不需要稳定的电流驱动，因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略，ID=IS，一个近乎完美的镜像。

10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，选用100W的IRF530也是明智的，而且为扩充输出功率提供了潜力。

本次增加成本：

IRF530 1只 单价3.00元，合计3.00元

合计成本：6.20元

如何选择合适的运放：

选择运放依据需求，每一种运放都有适合的用途，而非通用。

电流源的需求：

1. Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒温正常工作状态下，误差源Vin+-Vin-应小于Vsample的0.01%=30uV。

2. 温度变化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密仪器都会要求使用环境温度范围=25+/-10c==15-35C，因此在+/-10C范围内VOS变化应小于Vsample的0.01%=30uV。

3. 稳定电流输出，不考虑脉冲性能，即可适当放宽阶跃响应要求。

4. 低噪声。

5. 价格越低越好。

这是工程上考虑问题的思路，范围由宽至窄逐级选择：

1. 之前的负载调整率的计算表明，Aopen越大，Vin+-Vin-越小，很高的Aopen是精密运放的典型特征，通常Aopen》120dB=1000000，可用的运放为：

OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。

常见的运放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不属于精密运放，暂不使用。

2. 精密运放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以OP07为例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C变化+/-16uV，满足需求。

一定会问：为什么不用VOS/dT典型值计算(即使LM324也很小)，而用最大值?

 

 

图15

工程设计原则而言是冗余量，做工程必须留足冗余量，不留冗余量的通常是学校作品和新手作品，做工程不能赌博，要尽量考虑到最坏情况，冗余量恰好就是最大值。

理论上的解释，VOS/dT的测量电路与实际应用电路不同，因此典型值只能作为参考，而非标准。选择运放时一定要看指标的最宽泛范围。实际上最大值也只能作为参考，但由于没有其他电路形式的数据支持(事实上不可操作)，只能用最大值做计算依据。

OP07家族都没有什么问题，高Aopen和低VOS、VOS/dT总是一起出现，就像电阻的高准确度和低温漂总是一起出现。

OP07家族的单运放还有一个额外的好处，可以调零。

3. 不考虑阶跃响应上升沿质量时，无需运放在高频率的增益很大，对于稳定源，运放GBW大致1MHz上下即可。运放后面的IRF530也非高频率器件，因此选择GBW很大的运放很浪费，而且将来的频率补偿会相当麻烦。当然，如果要求电流源工作在脉冲状态(很多半导体测量系统为避免发热而必须采用的方式)，可相应更换运放和MOSFET。

OP07家族里的OP27/37都是宽带的，暂不考虑。(指标过高，很好很好的运放，OP37简直是旷世杰作)

OP07/177/OPA277都是1MHz左右的运放。

4. OP07家族噪声足够低。

5. 这个问题总是很棘手，但OP07很合适，物美价廉嘛。177也很好，不太贵，OPA277比较贵，但VOS/dT很低，留作备选。

还有一种精密运放例如icl7650，斩波稳零，原文是chopper amp。

有一些噪声，但不大，更好的chopper amp会通过采样把低频噪声量化为高频，很容易滤除。

Aopen很高》140dB，电源范围略小，+/-8V，既然电流源架构并不要求运放输出动态，也可。

最主要的VOS/dT理论上为0，实际上是长期漂移，由开关长期的性能不一致性造成。

但这种运放一旦饱和，很难快速恢复，这是个重大缺点。而且很贵。

暂选OP07CP，运放总是有过多的选择，眼花缭乱。所以多数设计者总会用最熟悉的型号，而不求新。

由于电流源里只有1个运放，因此零漂都由运放而来，正好是OP07调零电路最合适应用的场合。

调零电路参见OP07 datasheet，需要做适当改进，将20k电位器拆分为9.1k+2k电位器+9.1k，提高调整精度。

 

 

图16

本次增加成本

OP07CP 1只 单价1.20元，合计1.20元

9.1k Ohm电阻 2只 单价0.01元，合计0.02元

2k Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元，合计2.00元。

合计3.22元

合计成本：9.42元

如何解决振荡问题：

相信还没有人动手，最好已经搭好了上面提到的电路。然而却发现根本不能用，不是上来就振，就是电流一大就开始振。

一头雾水，反馈看似是负反馈，而且用NPN就基本不会振，很奇怪，也很气愤，因为没有办法，也没有思路。

这是负反馈的固有问题，凡负反馈都有机会振荡，只要相位出问题。

然而，还有一句话，凡负反馈的振荡问题都可解决。先吃一颗定心丸。

解决振荡问题就是剪裁频率响应曲线的过程。因此必须首先得到开环增益Aopen和反馈系数F的频率响应。

反馈系数F就是1，在波特图上是0dB线。

开环增益Aopen麻烦一点，根据39楼电路，首先画出小信号等效电路。

开环分为三部分：

1. 运放

2. MOSFET输入

3. MOSFET输出

 

 

图17

这个电路的传递函数由于Cgs不接地并且与压控电流源gmVgs耦合而不太好算，在学校带毕设的时候曾经让一个学生推过一次，就是不知道二极管符号几个三角的学生。他很严谨而且敬业，不仅推出来还检查了三遍，交给学校培养真是浪费了。

传递函数算出来是一个一寸高两寸宽的拉普拉斯变换，实在没有时间再推一遍，不过如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而与Cgs接地时差不太多。

 

 

图18

运放之后的Ro是运放的输出电阻，即运放输出级的限流电阻，大致在200 Ohm左右。可以由以下方法大致推出：

非规到轨运放临界饱和输出电压为Vcc-4V，最大输出电流20mA左右，限流电阻约200 Ohm左右。

Cgs比较复杂，按datasheet上的说明，Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V，但VDS减小和Vgs增大会使Ciss增大到约1000pF。

 

 

图19

同时图中省略了跨导电容Crss，Crss可通过密勒定理等效在输入和输出端的小电容，很小而忽略。[!--empirenews.page--]

gm是个问题，虽然可以查到直流gm，大致为7@Id=8A/VDS=50V，但实际用在Id=100mA/VDS《20V，根据datasheet中的输出特性曲线可以看到在饱和区gm随Id减小而减小，与VDS关系不大，在可变电阻区，gm随Id和VDS减小而明显减小。gm在Id很小时大致在1-3左右。暂取2。

 

 

图20

gm也有转折频率，最终产生fT，但这个参数很难得到，因为大多数功率MOSFET都是用在开关状态，而且gmDC随偏置变化很大，因此datasheet里通常不给出，但由导通时间，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即为转折频率，很高，大致在10MHz左右。已远远超出OP07的可操作范围，因此忽略，认为gm是不随频率变化的水平直线。

也可看出为什么之前不用OP37的原因，因为gm的转折频率恰好在OP37的操作频率范围内，从而造成频率补偿复杂度增加。

分析Aopen之一：运放的主极点

运放是多零极点系统，但一般都具有2个主极点，低频主极点，靠近DC，高频主极点，靠近GBW。图为OP07的开环增益频响曲线。

 

 

图21

2个主极点中，高频主极点通常不受重视，因为大多数运放的高频主极点都在0dB线以下，即单位增益稳定。反馈环路中只有1只运放时很少遇到增益小于1的情况。因此很多运放datasheet中高频主极点都不标出。

考虑运放与10倍理想增益级级联(有时是必须的)，这个高频主极点就会浮出水面，如果闭环增益为1，便会产生振荡。

 

 

图22

 

 

图23

分析Aopen之二：MOSFET和Rsample

如前所述，MOSFET分为输入和输出两部分，通过合理简化，输入的Cgs接地。

应该感谢输入输出功率隔离的设计方法，不知是谁先造出了电子管，否则这部分分析会相当复杂。

1. 输入部分

输入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF构成低通滤波器，并产生一个极点po。低频增益为0dB，产生转折频率的极点po位于约800kHz。正好落在OP07 0dB以上的频带范围内，因此推测与振荡有关。

 

 

图24

2. 输出部分

MOSFET的电流Id=gmVgs流经Rsample产生电压gmVgsRsample，因此增益为gmRsample。由于gm的转折频率很高，Rsample在低频下为理想电阻，因此gmRsample的频率响应为平行于0dB线的直线。

电流源输出电流很小时，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB线以下很低的位置。输出电流增大造成gm增大，gmRsample不断上移，直至最大电流时，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB线以上。

 

 

图25

两部分级联后，增益相乘，波特图上增益相加，如下图：

 

 

图26

此时如果gmRsample》1，极点po在0dB线之上，反之则在0dB线之下。

一旦po高于0dB线，而1/F=1(0dB)且运放自身Aopen在此频率附近有-20dB/DEC的斜率，则po之后斜率将达到-40dB/DEC，可能产生振荡。

因此推论振荡的产生应与Ro、Cgs、gm和Rsample均相关。

分析Aopen之三：为何振荡

将运放、MOSFET和Rsample构成的传递函数级联，得到下图的完整开环增益Aopen：

 

 

图27

Aopen具有3个主极点，分别为：

1. 运放低频主极点pL

2. MOSFET输入电容造成的极点po

3. 运放高频主极点pH

gmRsample《1时，po在0dB线之下，系统稳定。

gmRsample》1时，po在0dB线之上，系统振荡。

gmRsample=1时，po=0dB，系统处于临界状态。

此问题的原因说来简单：

gm与电流Id息息相关，gm随Id的增大而增大，因此gmRsample

可能由《1变化至》1，使极点po位于0dB线之上，1/F=0dB线与

Aopen的交点处斜率差为40dB/DEC，因此系统振荡。

当然，可通过降低Rsample避免振荡，然而这不是治本的方法，而且会引起成本、噪声等一系列问题。

处理振荡时的一个基本原则，尽量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改变1/F可能造成系统瞬态性能的变化。

频率补偿是双刃剑，可能造成系统性能下降，过分的单一补偿会造成大量问题。因此应尽量使用多种补偿方法，而且每种补偿适可而止。

本次将采用三种补偿方法，分别解决三种问题：

1. 加速补偿

2. 噪声增益补偿

3. 高频积分补偿

由于篇幅的原因，第一部分就先说到这里，接下来我会谈到加速补偿，校正Aopen的问题，敬请留意。