差分信号回流路径的全波电磁场解析（一）

1、差分信号简介

当驱动器在传输线上驱动一路信号时，在信号线和返回路径之间会存在一个信号电压，通常称为单端传输线信号。当两路驱动器驱动一个差分对时，除了各自的单端信号外，这两路信号线之间还存在着一个电压差，称为差分信号。与单端信号相比，差分信(DifferentialSignal)在信号完整性方面有很多优势。如降低了轨道塌陷和EMI,有更好的抗噪声能力，对衰僐不敏感。在高速电路设计中的应用越来越广泛，电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设计。

承载差分信号的任一一对走线就称为差分走线。差分传输线具有两种独特的传传输方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在两个传输信号间存在以个非零电位，耦模方式一对信号相对GND 有一个非零电位。而实际的差分信号带有直流偏置的差分信号。

2、差分信号回路三维建模

为了对差分信号回路进行精确的分析，需要借助三维的电磁场仿真软件。选用了Ansoft的HFSS 进行三维建模和分析。 HFSS 是基于三维电磁场设计的EDA 标准设计工具。HFSS 依据其独有的模式?节点和超宽带插值扫频专有技术，利用有限元(FEM)快速精确求解整板级PCB 或整个封装结构的所有电磁特性，真正全面考虑(准)静态仿真中无法分析的有失配、耦合、辐射及介质损耗等引起的电磁场效应，从而得到精确的频域高频特性(如S 参数等)并生成全波Spice模型以支持高频、高速、高密度PCB 应用中实现精确的Spice宽带电路仿真设计。

为了表明较长回流路径的影响，参见图2,描述了一根带状线跨过了地参考平面上的一个沟壑，构建的一个不连续回流路径的简单模型，该模型结构简单，回流路径很容易被理解，同时它也能被扩展应用到更多的常见结构中。定义信号回路的信号在PCB板上的位置以及PCB叠层如图1和结构如图2所示，为带状线，特征阻抗100欧姆，铜箔厚度0.035mm,信号线线宽0. 127mm,信号的间隙为0.2286mm,,线长5cm.介质厚度为0.1524mm,GND的铜箔度。0.035mm,介电常数4.0.

图1 PCB 叠层结构

信号跨分割沟壑，即信号的参考平面不是完整平面。回流路径中的间隙通常用于隔离电路板上的某个区域。当电源平面用做参考层或使用分离电源层时也会出现开槽的间隙。有时在回流路径中出现了非故意的开槽间隙，像回流路径中出砂孔过分刻蚀和交叠的情况，造成信号回流参考平面不完整。如图2 所示：

如图2 跨越地平面沟壑信号的平面几何图形

根据图1 和图2,在HFSS 下进行三维建模如图4,导线处在介电常数为4.0,损耗角正切为0.02 的板材中，板材的上下侧均为铜箔参考平面，导线的差分特征阻抗为102 欧姆。

图3 完整参考平面的三维几何图形

3、完整参考平面回路场效应分析

导线的两端定义端口分别为Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激励定义为Wave port 阻抗为50 欧姆，差分阻抗为100 欧姆; 端口Waveport1 的边界条件定义为Waveport 阻抗为50 欧姆，差分阻抗为100 欧姆。场分析时，在整板外围设计为50 C 50 C 40空气体，将该空气体的吸收边界条件定义为Radiation.在HFSS 中，设定求解的频率为2.5GHz,最大的ΔS 为0.05,设置为5%能满足精度要求而又不需要花费太多的时间，在此基础上加入间插频率扫描分析，即定义全波模型适用的频率范围，从0.01GHz 扫描5GHz,步长0.01GHz,误差2%,进行分析计算。结果如下图5 为：

根据S 参数的基本知识，如果以Waveport1 作为信号的输入端口， Waveport2 作为信号的输出端口，S11 表示回波损耗，也就是有多少能量被反射回源端，这个值越小越好，一般建议S11<0.1,即-20dB,S21 表示插入损耗，也就是有多少能量被传输到目的端(Port2)了，这个值越大越好，理想值是1,即0dB,越大传输的效率越高，一般建议S21>0.7,即-3dB.

图4 S 参数

图5 完整参考平面-S 参数曲线图

如图4 可以查出：T1 的S11 为0.059688,S21 为0.9086;T2 的S11 为0.016963,S21 为0.90776.

如图5:T1 和T2 的S21<-20dB,S11<-3dB.从上面的S 参数可以判断该信号为正常。

然后进行铜箔平面的场的定义。

铜箔平面GND1 Polt fields 为Mag_E,结果如图6 所示：

图6 完整参考平面情况下GND1 的电场分布图

铜箔平面GND1 Polt fields 为Mag_E,结果如图7 所示：

图7 完整参考平面情况下GND2 的电场分布图

如图6 和7 可以明显看出T1 和T2 的电场能量主要集中贴近差分信号下面的GND1 层。由于GND1 与SIG 间的FR4_1 的板材厚度为0.1651mm;GND2 与SIG 间的FR4_2 的板材厚度为0.7099mm,GND1 与SIG 间距比GND2 与SIG 间距小。GND2 层的电场能量相对GND1 的电场能量要少得多，从图7 可以看到红色区域是电场能量最大的地方。高速信号的回流路径紧贴最近的参考平面回流。

当回流路径上存在不连续点的时候，电流就要绕过这些不连续的地方，从而增大了回路面积，回路面积的增加就会导致电感的增加，这就会造成信号完整性的问题。回流路径的不连续会造成的最基本的效应就是等效地增加了电路上的串联电感，而感应系数的大小则由电流实际绕过的距离来决定。那么对于一个电子信号来说，它需要寻找一条最低阻抗最小电感的电流回流到地的途径，所以如何处理信号回流就变得非常关键。而差分信号不同于单端信号，差分信号是由奇模方式和耦模方式组成的。在奇模的情况下可以在两个导体正中间竖直画一条线，这样穿过它的电力线都是和这条线垂直正交的。那么在奇模情况下的两个导体之间存在一个虚拟的地。当奇模信号的回路不理想时，这个虚拟的地就可以给信号提供一定的参考，继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号质量的影响。但耦模分量没有虚拟的地参考回路，在跨越开槽间隙是耦模分量会受到严重的影响。那么，参考平面间隙究竟对差分信号完整性影响有多大呢?带着这个问题，开始下面的参考平面间隙对差分信号回流路径影响的分析。[!--empirenews.page--]

4、开槽GND1 参考平面其回路场效应分析及S 参数分析

将参考平面GND1开槽，参考平面GND2保持完整，其三维几何图形如图8:

图8 参考GND1 平面开槽的三维几何图形

导线的两端定义端口分别为Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激励定义为Wave port 阻抗为50 欧姆，差分阻抗为100 欧姆; 端口Waveport1 的边界条件定义为Waveport 阻抗为50 欧姆，差分阻抗为100 欧姆。场分析时，在整板外围设计为50 C 50 C 40空气体，将该空气体的吸收边界条件定义为Radiation.在HFSS 中，设定求解的频率为2.5GHz,最大的ΔS 为0.05,设置为5%能满足精度要求而又不需要花费太多的时间，在此基础上加入间插频率扫描分析，即定义全波模型适用的频率范围，从0.01GHz 扫描5GHz,步长0.01GHz,误差2%,进行分析计算。结果如下图9:

图9 参考平面GND1 开槽-S 参数曲线图。

图10 S 参数

如图10:可以查出：T1 的S11 为0.36357,S21 为0.79713;T2 的S11 为0.382,S21 为0.78853.

如图9:T1 和T2 的S21 均不小于-20dB,S11 接近-3dB.回波损耗S11, GND1 开槽和完整参考平面相比较，GND1 开槽的回波损耗S11(大约在0.37)要比整参考平面的回波损耗S11(大约在0.035)差了一个数量级，GND1 开槽的情况下信号有部分能量反射会源端，致使回波损耗S11 变大。

由于差分信号分为奇模方式和耦模方式，对于差分信号我们要关心的S 参数还有SDD …… DIFFERENTIAL-TO-DIFFERENTIAL PARAMETERSSCC …… COMMON-TO-COMMON PARAMETERS在奇模和耦模的形式下S 参数的比较。由于插入损耗大那么回波损耗就小。为了使问题简单话，在此之比较SDD21 和SCC21,即只比较奇模和偶模的插入损耗。在这将完整参考平面与参考平面GND1 开槽两种情况进行SDD21 和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图11 所示：

图11 完整参考平面与参考平面GND1 开槽-奇模和耦模的S 参数比较图

如图11 所示，开槽对奇模影响很小，对耦模影响很大。在奇模情况下的两个导体之间存在一个虚拟的地。当奇模信号的回路不理想时，这个虚拟的地就可以给信号提供一定的参考，继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号质量的影响。而耦模分量没有虚拟的地参考回路，在跨越开槽区域时需绕路而行，增加了耦模分量的回流路径从而造成耦模分量信号质量的劣化。

然后进行铜箔参考平面的场定义。

铜箔GND1 参考平面GND1 Polt fields 为Mag_E,结果如图12 所示：

图12 GND1 平面开槽情况下GND1 的电场分布图

铜箔GND2 参考平面 Polt fields 为Mag_E,结果如图13 所示：

图13 GND1 平面开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图12、13比较，在GND1开槽后，平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有较大的差别。电场能量不再完全集中在信号下方而是在整个平面上高低不同的电场能量都，但是在信号正下方电场能量要比整个平面其它区域要强。

(未完待续)