差分信号回流路径的全波电磁场解析（二）

5、继承以上条件，将开槽改为在参考平面GND2上，参考平面GND1保持完整，其三维几何图形如图11:

 

 

图14 参考GND2 平面开槽的三维几何图形

进行分析计算。结果如下为：

 

 

图15 S 参数

如图8 可以查出：T1 的S11 为0.33514,S21 为0.90913;T2 的S11 为0.048959,S21 为0.90467.

与图相比T1 的S11 为0.36357,S21 为0.79713;T2 的S11 为0.382,S21 为0.78853.GND2开槽比GND1 开槽对信号质量影响要小。由于GND2 与SIG 的介质较厚，相对的电场能量更多的集中在GND1.

 

 

图16 参考平面GND2 开槽——S 参数曲线图

对图10 和图16 进行插入损耗的S 参数和回波损耗的S 参数比较如图17.

 

 

图17 参考平面GND1 开槽与参考平面GND2 开槽S 参数比较图

如图17 所示：由于GND2 与SIG 的介质较厚，相对的电场能量更多的集中在GND1,所以在GND2 开槽对信号的质量影响要比在GND1 开槽小的多。

在奇模和耦模的形式下S 参数的比较。信号回路的电场能量主要集中在临近的参考平面上。在此之比较SDD21 和SCC21,即只比较奇模和偶模的插入损耗。在这将开槽平面GND1与开槽平面GND2 进行SDD21和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图18 所示：

 

 

图18 开槽平面GND1 与开槽平面GND2 奇模和耦模的S 参数比较图

如图18所示：开槽对奇模影响小，对耦模影响大;对邻近的参考平面开槽对信号质量的影响要比相对远的的参考平面开槽要小。

然后进行铜箔参考平面的场定义。

铜箔参考平面GND1 Polt fields 为Mag_E,结果如图19 所示：

 

 

图19 GND2 平面开槽情况下GND1 的电场分布图

铜箔参考平面GND2 Polt fields 为Mag_E,结果如图20所示：

 

 

图20 参考平面GND2 开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图19、20比较，在GND2开槽后，平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有较大的差别。电场能量不再完全集中在信号下方而是在整个平面上高低不同的电场能量都，但是GND1参考平面的电场分布变化较小，电场能量分布还是主要集中了信号的正下方。相比较而言GND2参考平面的电场能量分布变化较大。当信号线返回与回流路径平面间的距离大于等于两信号线边缘距离时，回流路径平面内的电场能量相互重叠，回流路径平面的存在对信号线。此时，对于差分信号来说，主要以GND1做为回流路径。

6、继承以上条件，在参考平面GND1和GND2均开槽的三维几何图形如图21.

 

 

图21 参考平面GND1 和参考平面GND2 均开槽的三维几何图形

进行分析计算。结果如下图22、23:

 

 

图22 参考平面GND1 和GND2 均开槽--S 参数曲线图

 

 

图23 S 参数

如图22可以查出：T1 的S11 为0.53287,S21 为0.6064;T2 的S11 为0.59312,S21 为0.56752.

S11>-3dB,S21>-20dB.在这种情况下信号质量严重劣化，根本不能保证信号的正常传输。

对图10、图16 和图23进行参考平面GND1 开槽、参考平面GND2 开槽与参考平面GND1和GND2 均开槽插入损耗的S 参数比较图，如图24:

 

 

图24 三种参考平面开槽情况的S 参数比较图

对三种参考平面开槽方式的SDD21 和SCC21 的S 参数曲线进行比较。如图25所示：

 

 

图25 三种参考平面开槽方式的奇模和耦模的S 参数比较

如图26 和图27,三种参考平面开槽方式对信号传输质量带来的影响有较大的区别。GND2参考平面开槽对信号传输质量影响最小;其次是GND1 参考平面开槽;对信号传输质量影响最大的是GND1 和GND2 两个参考平面据开槽的情况。前两种情况是否能满足信号质量，还要看开槽的大小和信号的波长。由于时间有限在这里不做研究，在后期会继续探讨。

然后进行铜箔参考平面的场定义。

铜箔参考平面GND1 Polt fields 为Mag_E,结果如图26 所示：

 

 

图26 两个参考平面均开槽情况下GND1 的电场分布图[!--empirenews.page--]

铜箔参考平面GND2 Polt fields 为Mag_E,结果如图27 所示：

 

 

图27 两个参考平面均开槽情况下GND2 的电场分布图

将图6、图7和图28、29比较，在GND2开槽后，平面GND1和平面GND2的电场能量分布均有较大的差别。电场能量不再完全集中在信号下方而是在整个平面上高低不同的电场能量都，GND1和GND2参考平面的电场分布均有较大变化，电场能量分布散落在两个参考平面上

7、模型输出

Star-Hspice 是高精确度的模拟电路仿真软件，是世界上最广泛应用的电路仿真软件，它无与伦比的高精确度和收敛性已经被证明适用于广泛的电路设计。Star-Hspice 能提供设计规格要求的最大可能的准确度。

在HFSS 中设置进行参数分析，设置为对多个离散点进行分析，分别对完整参考平面、GND1 平面开槽、GND2 平面开槽、GND1 和GND2 平面均开槽这四种情况进行了S 参数分析，分析完成后，依次对每种情况，输出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，从而完成信号回流路径的全波Spice 模型的提取。

从HFSS 中输出的Star-Hspice 格式的Spice 模型，文件头如下所示：

* BEGIN ANSOFT HEADER

* node 1 WavePort1:T1_pos

* node 2 WavePort1:T1_neg

* node 3 WavePort1:T2_pos

* node 4 WavePort1:T2_neg

* node 5 WavePort2:T1_pos

* node 6 WavePort2:T1_neg

* node 7 WavePort2:T2_pos

* node 8 WavePort2:T2_neg

* Format: HSPICE

* Model: Full-wave Spice Pole-Residue

* Type: Sparam

* END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、对以上四种情况在Hspice 下进行时域仿分析

Hspice 简介。

Hspice 仿真器提供了任何集成电路的仿真设计环境，如：网表生成，仿真控制、仿真结果观察分析、测试点、反标仿真结果等，这些流程可以适用于目前大多数EDA 设计工具。

Hspice 是事实上的Spice 工业标准仿真软件，在业内应用最为广泛，它具有精度高、仿真功能强大等特点。没有提供方便直观的界面调入器件模型及电路连接，它使用纯文本格式来描述电路的连接关系及电路中的各个模型， 不适合初级用户。

在Hspice 仿真主文件test.sp 对完整参考平面(test1)、GND1 平面开槽(test3)、GND2平面开槽(test4)、GND1 和GND2 平面均开槽(test5)四种模型定义同一的源。进行时域仿真比较眼图。主文件test.sp 的内容如下：

*定义伪随机码发生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*调用模型库

.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

*调用子电路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*终端端接50ohm 的电阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定义锯齿电压波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= "(TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)"

et2 t2 0 Vol= "((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)"

et3 t3 0 Vol= "((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)"

et4 t4 0 Vol= "((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)"

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬态分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice 对主文件test.sp 进行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼图有回波线如图28,影响实际眼图效果。

 

 

图28 四种情况在Hspice 下进行时域分析的眼图比较。

为了更清楚的看眼图的实际情况，利用Spice explorer 工具来看test.tr0 文件。如下图：

 

 

图29四种情况在Hspice 下进行时域分析的眼图比较

 

 

如图29,进行时域分析和S 参数分析的结论一样。信号的回流路径紧贴在邻近的参考平面上。开槽参考平面GND1 对信号质量影响大，开槽参考平面GND2 对信号质量影响小。

开槽对于奇模方式几乎没有什么影响，由于奇模情况下的两个导体之间存在一个虚拟的地。

当奇模信号的回路不理想时，这个虚拟的地就可以给信号提供一定的参考，继而可以降低因为非理想回路而造成的对信号质量的影响。而耦模分量没有虚拟的地参考回路，在跨越开槽区域时需绕路而行，增加了耦模分量的回流路径从而造成耦模分量信号质量的劣化。对于差分信号跨越开槽不能简单的说：差分信号彼此间可以提供回流路径，所以跨越参考平面开槽影响不大，这种想法不够全面。差分传输线具有两种独特的传输方式---奇模方式和耦模方式。

对于跨越开槽间隙只能说对奇模传输方式几乎没有影响，但耦模传输方式的影响如同单端信号所受的影响。

建议：

尽管两根差分信号的奇模传输方式可以互为回流路径，跨开槽间隙对耦模传输方式会割断信号耦模传输的回流，同时跨分割部分的传输线会因为缺少参考平面而导致阻抗的不连续。由于差分传输线具有两种独特的传输方式---奇模方式和耦模方式。而奇模与偶模的传输时延不一样，若采用差分信令的差分对因为某些原因不对称或不平衡，这些因素都会导致信号出现抖动。不要认为差分信号相互提供互为回路路径，即使跨越分割也不会对信号传输质量造成影响。差分信号跨开槽间隙要慎重，根据实际情况仿真来确定开槽间隙对信号完整性的影响。

以下内容适用于单端信号，也同样适用于差分信号。

对于非理想回路来说，另一个影响就是跨沟传输的多根信号走线之间将具有很高的耦合系数。其耦合的机理是源于沟壑本身：能量被耦合到开槽里，然后通过开槽线(slotline)的模式传到其它走线上。开槽线也是一种传输线，在这种模式下，开槽两边的导体之间会形成场。由驱动的角度来看，回路的不连续可以看作是串联了一个电感。如果回路绕过的距离比较小，那么由于感性滤波的作用，信号的上升沿会有一定的衰僐;而如果回路绕过的距离比较大，那么信号的上升沿将会出现台阶现象。需要注意的是，在处理高速信号的时候，永远不要让两根或以上的走线同时跨越参考平面的沟壑，尽可能保证信号走线下面的参考平面的连续性。有时候跨沟现象是不可避免的，比如在有些设计中，走线必须经过封装的抽气孔(degassing holes)或者过孔反焊盘(anti-pad)区域的上方。如果信号跨沟是不可避免的，那么在跨沟处信号线的两侧放置一些去耦电容可以降低影响，因为这些电容可以为信号的回路供了一个交流的通路。虽然提供这样的交流短路电容可以显着的缩短沟壑的(有效)长度，但是实际上往往是不可能在总线的每根走线之间都放置这样的电容。通过分析了信号走线跨越地平面沟壑的情况，可以得出一些关于参考平面开槽的非理想回流路径的大致结论。

●非理想回路呈现出感性的不连续性。

● 非理想回路将虑掉信号中的一些高频分量，从而延缓了信号的边沿速率。

● 如果回路的绕过的路径较长，这种非理想的回路将在接收端产生一些SI 的问题。

● 非理想回路增加了回路的面积，继而产生一些EMI 问题。

●非理想回路将显着地增大跨沟信号之间的耦合系数。

那么，在PCB 设计时，信号回流和跨分割的处理：

1.根据上面分析可以知道，辐射强度是和回路面积成正比的，就是说回流需要走的路径越长，形成的环越大，它对外辐射的干扰也越大，所以，PCB 布板的时候要尽可能僐小电源回路和信号回路面积。

2. 对于一个高速信号来说，提供好的信号回流可以保证它的信号质量，这是因为PCB 上传输线的特征阻抗一般是以地层或电源层为参考来计算的，如果高速线附近有连续的地平面，这样这条线的阻抗就能保持连续，如果有某段线附近没有了地参考，这样阻抗就会发生变化，不连续的阻抗从而会影响到信号的完整性。所以布线的时候要把高速线分配到靠近地平面的层，或者高速线旁边并行走一两条地线，起到屏蔽和就近提供回流的功能。

3.布线时尽量不要跨电源分割，因为信号跨越了不同的电源层后，它的回流途径就会变长，容易受到干扰。当然，不是所有的信号都不能跨越分割，对于低速信号是可以的，因为产生的干扰相比信号可以不予关心。对于高速信号就要严格些，尽量不要跨越。