新型电信/数据通信服务器电源的设计

前言

新一代电子线路迅速发展的重要标志是功能和密度很高的高性能板卡的大量面世。面临这种新趋势，那么电源如何以最为廉价和高效的方式为这些高性能扳卡供电?这就是当今对电源需求的一种新挑战和新机遇。面对如此的现实,我们采用 “商品化设计” 和“优化设计”的思想来解决电源应具备的高效和廉价,乃至灵活与系列。即应用新一代MAX5003电源控制芯片来设计新型电信/数据通信服务器电源。该新型电信/数据通信服务器电源在当前可被大量用于电信/数据通信, 它适用于中央办公室、PBX(专用小交换机)、服务器以及任何输入电压需要为±36V至±72V的其它应用场合。其DC-DC电源的典型输出功率可在10W或100W更高，输出电压为5V。本文要介绍的是50W的电信/数据通信/服务器电源的设计方案。

一、 设计思想

对这类模块电源要求,关键有3点：第一、要求初、次级之间的电气隔离;第二、在很宽的输入电压范围内保持高效率;第三、应有足够的可靠性。据此，亦称该电源为可用于电信/数据通信的隔离式开关电源。

1.以MAX5003芯片作为电源控制器设计本电源,其总电原理图(±48输入，5V/10A输出)如图1所示,电源的技术指标见表1所示。

2. 源电路的拓扑方案

(1) 采用单管正激变换器的拓扑方案。

该方案既简单又廉价而且在整个工作范围内具有比较高的效率和功率密度。(见图1) 其隔离元件是一个纯粹的脉冲变压器T,并在这种拓扑的基础上需增加一个磁芯复位绕组T1-3、4 (与初级绕组T1-1、2的匝数相同并紧密耦合)见图1。 该T1-3、4复位绕组与二极管D5组成复位电路,其作用是当每个脉动工作磁通之后，能每个周期的去掉变压器磁芯剩磁通，防止因剩磁通累加导致变压器磁芯饱和将功率开关器件Q1被损坏。

(2) 为此,有必要对正激变换器拓扑结构(图2所示)作一简述：

(a)中,脉冲隔变压器T1初级绕组与次级绕组绕组的极性为同名端，因而向次级电路的能量(功率)传送发生在功率开关Q1导通的时间内，即功率开关Q1导通时,DO1为正向偏置(DO2为反向正向偏)把变压器T1初级能量的储存到了电感L中. 而当Q1截止时,则DO1为反向偏置而续流二极管DO2为正向偏置, 并承载了全部电感电流.就这样在输出回路中储存电感L中的能量通过电感L连续的传递给了负载。此时连接于复位绕组的 DC1因其导通(当其复位绕组感应电压超过电源电压Vin时)使储存于变压器磁芯的能量返回到输入电源并循环使用。在图2(b)中所示,其功率开关Q1的漏极电流Id接近于矩形，具有一个小的基座。Isec为次级电流。

3. 变压器T1初次级之间的隔离电压可达1500v。

4. 自馈电路供电

当电源启动之后，控制电路芯片MAX5003由变压器T1初级T1-5、6绕组侧所组成的自馈电路供电使效率有所提高。本开关电源的开关频率可达250KHz。为此，储能元件电感L1和变压器T1尺寸可大大缩小。

二、脉宽调制PWM控制电路

采用新一代电源控制器的代表MAX5003芯片为核心及其外围元器件所组成脉宽调制PWM控制电路。

MAX5003控制芯片的简化框见图3所示。之所以它是新一代电源控制器的代表, 因该IC芯片内部集成了设计电信电源所必需的许多功能, 如包含了一个可以加速初速化(软启动)过程的高压启动电路; 特别需要指出是，它具有独特的电压前馈补偿功能,使稳压型电信电源的隔离与设计得到很大的简化，对此先作说明。

1.电压前馈补偿功能。电压前馈补偿对开关电源来说是一个重要的设计要素,因它可以迅速响应输入电压的化，在单个周期内修正占空比，不需要缓慢的电压控制环的介入, 从而明显改善输入抑制能力。为此大大有助于提稳定的功率增益。

三、关于启动电路的设定

1.MAX5003控制器内含一个高压预调节器,即耗尽型FET三极管预调节器(见图3所示), 它的漏极通过芯片引脚1(V+)接连至输入电压Vin，从V+引脚馈入功率, 使其导通，并消耗较大功率。此时该预调节器的作用是，使输入电压Vin，下降到能够驱动第一个低压差调节器 (LDO1 Linear Reguator) 数值内，LDO1输入端由ES引脚引出并通过一小型陶瓷电容C1去耦。

2.Vdd电压限制器

由变压器T1初级偏置绕组T1-5、6的输出经D3管整流后送至由R14、三极管Q2和稳压管Z1(稳压值为14V∽15.5V)构成的电压调节电路, 其作用可将直接供给芯片的Vdd电压限制在一个安全范围内。

3.偏置绕组T1-5、6工作在反激变换器模式

这和工作在正激模式的功率级正好相反，这可以节成本省掉一个滤波电感。而反激模式绕组所提供的能量来源于在功率开关Q1导通期间储存于变压器T1初级电感中的能量。

4. 启动过程分二步:

* 当开始启动时，由第一个调节器LDO1 产生Vdd电源并接到外部引脚16上，并迫使Vdd端电压高出10.75v, 使第一个LDO1将被禁止，关断了高耗尽型FET预调节器, 从而降低了芯片的功率消耗，这点对于了输入电压Vin比较高时尤为重要。

* 由连接在Vdd LDO1之后的第二个线性调节器(LDO2 Linear Reguator) 的输出用来产生一个Vcc电压，该Vcc电压是用来给芯片内部逻辑电路、模拟电路和外部功率MOSFET三极管的驱动器供电。需要强调的是，此该Vcc调节器具有一条锁定线，可以在产生Vcc 未稳定时将N沟道功率MOSFET驱动器的输出到地短路。

四、脉冲隔离变压器T参数的设定

变压器T参数的设定见表2所示，其变压器电原理见图1所示，各绕组的相位关系由端点的黑标表示。

因该降压高频脉冲变压器是一个隔离元件，故设计参数时应考虑以下几个指标：

1.引发工作损耗的初、次级的直流电阻和交流电阻，其交流损耗部分是由于高频趋肤与邻近效应及涡流所引起，为此线圈结构的选择对于这种损耗有重大影响。本设计中选用磁芯结构的规格为EFD20型其材料为高频铁氧体。

2.漏感。这是非常关键的杂散参数，它的大小直接影响向次级传送功率的效果，因此必须降低该参数，而低漏感也可降低初级损耗。本设计中，部分漏感能量被开关管Q1耗散掉。

3.励磁电感 这是从初级端T1-1、2看进去而同时其它所有绕组端子均开路时电感。

五、输出与反馈电路

1.在变压器次级二端选用RC网络(R13/C12)并联, 以此降低次级输出的振荡。

2.选用低正向压降的双肖特基二极管D4作为整流管，SBL2040CT型二极管额定电流为20A，反向击穿电压为40v。应加散热器进行冷却，因流过D4管整流的总平均电流为10A，其功率耗散为5.5W。图4为次级侧的输出波形，波形上的负向尖峰电压，将被二极管D4所吸收。

需要注意的是：为降低EMI并改善功率传送的效率,从变压器T1次级到肖特基二极管D4间的距离要尽可能短。

3.L1电感量为4.7μh,它是一个低串联电阻、低损耗、大电流电感,能传送10A电流。输出电容可用旦电解电容或铝解电容C7 C13 C14，为进一步降低的开关噪声，还并联0.1uf陶瓷电容C15，本电路中通过电容的交流RMS电流约为0.8A RmS，所以应安全地平滑纹波电流。

4.由U3(TL431AID)高精度稳压器和U2(MOC27)光耦合器等组成反馈电路, 以实现对输出电压的稳定控制。

为此,通过接于Vout输出端和TL431基准端之间的分压电阻R11/R12，将U3的输出1脚(TL431的阴极)设定在稳定的5v(即将TL431接成为恒压源),并接于MOC27输入端LED发光二极管的负极，而MOC27输出回路(光敏三极管的C极与e极) 接至芯片MAX5003的CON脚与地。其稳压控制过程是：若Vout电压升高时，则流过MOC27中LED的电流将增加(即TL431的阴极电流增加), 则光敏三极管的电流Ice增加而Uc电位下降，从而使MAX5003占空比降下来，又使Vout输出电压下降,实现了Vout输出电压的稳定。反之，当Vout电压降低时，工作过程相反，也将Vout输出电稳定。