2.45GHzWLAN功率放大器设计

　　1 引言

　　近年来，随着无线通信技术的迅速发展，对全集成、高性能、低成本的无线收发机的需求变得越来越迫切。而发射机系统中的一个关键模块就是功率放大器，从功耗方面考虑，功率放大器的功率损耗在发射机的总功耗中占有很大比例。于是一个高效率的CMOS 功率放大器的设计就显得尤为重要。而随着RF CMOS技术的不断发展 ，使得基于Si CMOS工艺的射频集成电路在GHz频段上的性能上有了很大的提高，而且它具有高集成度、低功耗、低成本的特点，能够和基带数字电路相兼容。最终可以实现片上系统集成(SOC)。所以近年来对于Si的CMOS射频集成电路的研究成为国际上研究的热点。

　　功率放大器通常分为线性和非线性两大类，线性放大器有四种： A、B 、AB和 C，它们的主要差别在于栅极偏置情况不同，这类传统的功率放大器具有较高的线性度，但效率较低;非线性放大器主要有D、E和F。对于本文的无线局域网而言，由于要求具备高线性。所以两级分别采用的是A和AB类放大模式。

　　2 功率放大器的电路设计

　　一个典型的功率放大器一般包括输入匹配网络、晶体管放大电路、级间匹配网络、偏置网络和输出阻抗匹配网络等 ,如下图1所示。

　　图1 功率放大器结构框图

　　2.1 自偏置共源共栅(Cascode)结构

　　对于功放而言，标准的0.18um CMOS工艺的晶体管漏栅间的最大电源电压为2V，击穿电压大约是4V。在功放中，管子漏端的直流与交流电压之和可达到2-3倍的电源电压，这就给管子的栅氧化层带来击穿的危险。在设计PA时，晶体管所能承受的最高电压Vmax受到晶体管击穿电压的限制，而最小电压则受到Knee电压的限制。而功率放大器采用Cascode结构可以缓解晶体管击穿的压力，提高功率放大器输出电压的摆幅，从而降低对晶体管最大电流能力的要求，提高功率放大器的效率，并减小输出晶体管的尺寸。实际在共源共栅结构的放大器中，共栅晶体管是电压击穿和热载流子效应的瓶颈。

　　所以本文采用了Cascode自偏置结构和厚栅器件，不仅可以改善深亚微米CMOS器件的低击穿电压，同时还可以减小热载流子效应影响。图3所示的传统Cascode放大器中M2的栅漏电压波形，Vg2一直固定在3V，Vd2的正峰值电压在4.8V，所以栅漏电压差为1.8V。为了克服这个问题，图4所示为自偏置Cascode结构放大电路，该结构把M2管的漏端交流电压Vd2引入到栅端Vg2上，使我们在设计功放时两个MOS管尽可能有相同的最大漏栅电压。所以，在热载流子效应出现之前M2管有一个大的信号摆幅。对G2的偏置是通过Rb-Cb来实现的。图6所示为M2管的Vd2对Vg2的电压波形，其最大电压差为1.4V。与传统电路比较降低了0.4V，所以自偏置的M2管的Vdg的电压差相对传统结构的M2管降低了23%。

　　图2 传统的Cascode放大器

　　图3 传统的Cascode放大器中M2的栅漏电压波形

　　图4 自偏置Cascode放大器

　　图5 自偏置Cascode放大器的等效电路图

　　根据上面的等效电路图，我们能够得到两个

的表达式：

(1)

(2)

　　同理，我们也可以得到两个

的表达式：

　　(3)

(4)

　　把(2)式代入式(3)和式(4)，并令它们相等可得下面的增益表达式：

(5)

(6) [!--empirenews.page--]

(7)

(8)

　　从(8)式的增益表达式可知，如果Rb或cb增加，放大器的增益都会有所增加，但是通过电路仿真后的电压波形可知，若Rb或cb增加，导致Vg2的电压摆幅的降低，从而漏端节点电压波形将会在输入功率较低的情况下就开始失真。所以Rb或cb的值不仅要依据M1和M2管尽可能有相同的栅漏信号摆幅，同时也力求在增益和线性之间有个较好的折中来确定。

　　图6 自偏置Cascode放大器中M2的栅漏电压波形

　　2.2 功率放大器的设计与仿真

　　对于本文的无线局域网应用而言，由于采用的是非恒包络调制，要求具备高线性，所以本功率放大器第一级工作在A类，第二级工作在AB类。A类放大模式能提供更好的线性度，而AB类放大模式比A类放大模式又具备更高的效率。所以，本文的功放在线性度和效率之间进行了较好的折中。

　　2.2.1 放大电路设计

　　为了达到功放的设计要求，由于高频下单级放大器不能实现预定的功率增益指标,所以采用两级放大结构。如图7所示，第一级采用共源共栅结构,在提供合适的电压增益的同时 ,提高了前后级电路的隔离度，为阻抗匹配提供了便利条件。第二级采用的是厚栅的共源结构以承受更高的电源电压。主体分为以下几个部分：(1) C1、C2、L1为输入阻抗匹配，片内实现，使电路的输入端与50Ω端口匹配。

　　L3为第一级放大电路的扼流电感，考虑到功放中流过的电流很大，片外实现。(2) M1与M2为驱动级。(3) C5、C6、L4为级间匹配网络，除了两级之间匹配外,还可以用于调整放大电路的增益平坦度[5]。(4) M3为功率级。(5) C8、C9、L7构成∏型输出匹配网络，能够有效抑制偶次谐波分量，实现最佳负载匹配[6]。为了减少损耗，输出匹配网络C8、C9、L7和扼流电感L6也采用片外实现。(6) CMOS的接地电感对放大器的增益和效率有很大影响，所以在电路仿真时把键合线和pad的寄生效应一起考虑了。其中L2和L5为多PAD的键合线电感。

　　图7 功率放大器电路图

　　2.2.2 仿真结果

　　电路的性能仿真和优化是利用Agilent 公司的ADS(Advanced Design System)软件完成的。放大器中的晶体管工作在大信号状态，非线性效应非常显著，因此设计放大器电路时，小信号电路的等效模型不再适用，必须充分考虑晶体管的非线性特性。图8为仿真得到的输出功率、增益和PAE随输入功率的变化曲线。由图可知，在输入功率小于0dBm的信号范围内，该功放的增益有22dB。在1dB功率增益压缩点处输出功率为22dBm，相应的PAE为30.4%。图9为功放的S11参数随频率的变化曲线图，由图可知，S11在中心频率2.45GHz附近都小于-20dB所以输入匹配基本达到设计要求。

　　图8 输出功率、增益和PAE随输入功率的变化曲线

　　另外，仿真所得到的其它重要参数有：输出三阶交接点约为29 dBm;稳定因子K在工作频段内有K>1。

　　图9 功放的S11参数曲线

　　2.2.3 版图设计

　　版图设计采用了 Cadence软件。功率放大器采用 SMIC 0.18μm CMOS工艺。其中放大电路中使用的晶体管采用射频模型。本版图设计主要考虑了以下几个方面的问题：

　　(1)由于功放中流过的电流很大，所以在电源线和地线采用几层金属并联的方式来避免发生电迁移。(2)接地键合线的寄生电感严重影响各级电路的功率输出。所以，为了使接地键合线寄生电感尽量小，设置多个对地焊盘并引出多条键合线到地线上。(3)对于高频信号线 ,尽量采用顶层和上层金属 ,且最好遵循最短信号线的原则用于减少寄生电容、耦合等因素引起的损耗。

　　图10 PA版图

　　3 结论

　　采用SMIC 0.18um CMOS 工艺RF模型设计了工作于2.45GHz WLAN的功率放大器。通过自偏置技术的应用，该功放工作在3V电源电压下，其仿真性能指标表明最大输出功率可达24.5dBm，对应的PAE达到40%，功率增益为23dB，适合无线局域网802.11b的系统应用。