基于电容箝位五电平H桥的变频器应用研究

0 引言

多电平变换器因其具备的优势，在高压、大功率应用场合受到了广泛关注，与常规两电平变换器比较，在常用功率器件耐压等级情况下，能够输出更高的电压和更大的功率，输出电压具有更多的电平数，因而具有较低的输出谐波畸变和dv/dt[1]。多电平变换器电路拓扑主要可分为3类：二极管箝位型、电容箝位型和单相H 桥级联型等[2]。电容箝位型三电平变换器的应用比较成熟，控制灵活，只需要一个独立直流电源，不存在二极管箝位型变换器中主、从功率器件阻断电压不均衡和箝位二极管反向电压难以快速恢复等缺点[3]。

目前应用于多电平变换器的PWM 控制方法主要有：载波调制PWM、空间矢量PWM(SVP原WM)等，虽然SVPWM 控制已经在二极管箝位三电平和常规级联H桥多电平变换器中获得了实际应用，但是多电平电路的开关状态数量为其电平数的三次方，当电平数进一步增加时，SVPWM 控制将极其复杂，因此对五电平以上的多电平变换器，载波调制PWM 优于SVPWM[4-5]。基于载波调制的PWM 方法容易实现，便于扩展，普遍适用于各种多电平变换器，因而在目前是比较常用的多电平变换器开关调制策略。根据载波分布特点，载波调制PWM又可分为消谐波PWM(SHPWM)方法和载波相移PWM(PSPWM)[6]。

本文在电容箝位三电平电路基础上，借鉴常规H 桥电路结构，以两个电容箝位三电平桥臂构成一个电容箝位五电平H桥，对其在三相变频器中的应用进行研究[7]。采用消谐波PWM 和载波相移PWM 相结合的调制方法，使电容箝位五电平H桥能够方便地产生五电平输出[8]。从仿真和实验两个方面验证了变频器拓扑及控制策略的有效性。

1 变频器原理分析

图1 是本文采用的电容箝位五电平H桥变频器的原理图。直流侧电容由两个电解电容串联构成，三相变频器的每一相都包含一个电容箝位五电平H 桥，每个五电平H 桥由两个电容箝位三电平桥臂构成，因此每相都可以得到五电平输出的相电压。每相五电平H桥的输出通过LC滤波器接单相隔离变压器，三个输出变压器的初级等效于YN 接法，次级采用YN 接法，可以提供输出中线，这种结构可使零序电压直接作用于变压器初级[9]。

图1 的电路结构是电容箝位三电平和H桥电路的结合。为获得单相五电平输出，一般电容箝位型多电平变换器每相需要8 个功率器件、6 个箝位电容，三相只需要一个直流电源，由于箝位电容数量较多，必须严格控制各箝位电容的电压平衡以保证变频器的安全运行，这给控制和实际使用带来困难[10]。常规两电平级联H桥多电平变换器为获得五电平输出需要同样的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要6 路独立直流电源，而且电平数越多，需要的直流电源数量就越多。图1的电路结构，以电容箝位三电平桥臂构成五电平H 桥，需要的功率器件一样，但是只需要一个直流电源，每相需要2 个箝位电容，综合了两种电路结构的优势，缺点是需要接输出变压器，但是变压器的引入提高了输出配置的灵活性。

采用图1 电路结构的变频器，具有单相五电平输出，可以进一步提高输出电压和功率等级，降低输出THD 和dv/dt，通过采用载波调制PWM 方法，能够提高功率器件的等效载波频率，进一步降低输出滤波器的体积和容量。每个桥臂只有一个箝位电容，不需要考虑不同电压等级箝位电容的电压平衡问题，不同桥臂箝位电容的电压容易保持一致，采用H 桥结构，各桥臂间的功率也容易保持平衡，从而降低了控制的复杂程度[11]。三相之间彼此独立，不容易产生相互干扰，增强了变频器的可靠性。

2 控制原理说明

消谐波PWM可以直接用于二极管箝位型、电容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结构，载波相移PWM一般用在级联H桥型、电容箝位型多电平电路[12]。

本文针对图1 的变频器拓扑，采用消谐波PWM 和载波相移PWM相结合的调制方法。

图2 是本文所采用的载波调制原理图，以a相调制波为例进行说明。假设图2(a)中五电平H桥的两个桥臂自左而右分别为桥臂1 和2，对应图2(b)中，载波uc1 和uc2 为桥臂1 使用的载波，见图2(b)中的实线三角波，载波uc3和uc4为桥臂2 使用的载波，见图2(b)中的虚线三角波，ua为a 相正弦参考波。载波uc1、uc2和uc3、uc4为幅值、相位完全一样但位置不同的三角载波，载波uc1、uc2和uc3、uc4 分别对应桥臂1 和2，即常用的消谐波PWM方法，两组载波的相位差180°，桥臂1 和2之间又是载波相移PWM方法，因此图2 所示的载波调制方法是消谐波PWM 和载波相移PWM 的结合。桥臂1 的四个功率器件，Q1和Q4 为驱动互补，Q2 和Q3 为驱动互补，ua 与正向三角载波uc1进行比较，输出作为Q1的驱动信号，当ua>uc1时驱动为正，否则为负，同样ua与负向三角载波uc2 进行比较，输出作为Q2 的驱动信号;桥臂2 的四个功率器件，Q5和Q8为驱动互补，Q6和Q7为驱动互补，ua 与载波进行比较作为Q8 的驱动信号，当ua>uc3时驱动为正，否则为负，同样ua与载波uc4进行比较作为Q7的驱动信号。同样道理，分别以b、c相正弦波作为调制波，即可得到三相五电平H桥变频器所有功率器件的驱动波形。

采用图2 所示的载波调制方法，能够结合消谐波PWM 和载波相移PWM两种方法的优势，前者输出谐波特性较好，后者容易保持各桥臂间的功率平衡[13]。同时采用这两种方法能使变频器在输出五电平的情况下使等效载波频率加倍，可以降低器件的开关频率，减小开关损耗，提高变频器效率，减少输出滤波器的体积和重量[14]。

3 仿真结果

根据以上变频器结构和控制原理，利用仿真软件PSIM6.0 搭建了系统模型。仿真参数如下：

直流侧电压260V，直流侧电容为3400μF，箝位电容为4 700 μF，功率器件为IGBT，输出L=2 mH，C=50μF，R=50 Ω，输出变压器变比为1∶1;开关频率为3 kHz，调制比为0.9，输出电压频率为50 Hz。

系统仿真波形如下。图3是a相输出PWM电压波形Va及其FFT分析，从图3(a)可以看到a相输出PWM波形为五电平，其阶梯电压分别为0、±130 V、±260 V，图3(b)为对应的FFT 分析，谐波成分主要集中在开关频率的2n(n=1，2，3，…)倍频率处，也即6 kHz 的整数倍频率附近，可见采用这种控制方法，使变频器的等效载波频率提高为原来的2 倍。图4 为经过LC滤波器和输出变压器的a 相输出电压波形Va及其FFT分析，可以看到电压波形质量较好，谐波含量很小。图5为a相输出电流波形Ia及其FFT分析，可以看到电流波形接近正弦波，谐波含量也比较小。

4 实验结果

根据系统原理和仿真结果构建了实验系统。

实验参数与仿真参数基本一致，实验参数如下：直流侧电压为260 V，直流侧电容为两个6 800 μF电解电容串联，变频器功率模块采用三菱公司IPM模块，控制器采用TMS320F2407+FPGA，负载参数为L=2 mH、C=50 μF、R=50 Ω，输出变压器变比为1∶1;输出电压频率为50 Hz，开关频率为3 kHz。目前实验采用的直流侧电压相对较低，将在随后的研究中进一步提高电压等级。

实验波形如下。图6 是a 相输出电压滤波前及滤波后的波形，其中uA是滤波前相电压PWM波形(Ch1-示波器通道1)，ua是滤波后得到的正弦电压波形(Ch2)。从图中可以看到，输出相电压滤波前的波形为五电平，经过LC滤波和输出变压器后，波形非常接近正弦波，对应的谐波成分也比较少。图7 是经过LC滤波后的a相输出电压和电流波形对照，其中ua 是滤波后的相电压波形(Ch1)，ia是流经a相阻性负载的电流波形(Ch2)，可见电流波形比较接近正弦波，因为所采用的阻性负载含有一定的感值，因此电压相位略微超前于电流。

5 结语

采用三相电容箝位五电平H桥和输出变压器构成的变频器拓扑，能够有效提高输出电压和功率等级，通过使用SHPWM和PSPWM相结合的调制策略，能够提高变频器功率器件的等效载波频率，较好地保持各桥臂间的功率平衡及各箝位电

容的电压平衡，可以降低输出滤波器的体积和容量，提高变换器的整体效率，输出采用变压器隔离，可以通过变压器进一步满足负载对不同电压等级和接线方式的需求。所采用的调制方法采用多路位置不同的三角载波与调制波比较，产生功率器件需要的驱动脉冲，控制灵活，实现方便，基于DSP+FPGA的脉冲发生电路，也使多路驱动信号的产生变得简单。文中对变频器拓扑及其控制策略从仿真和实验两个方面进行了验证，表明其作为大功率拓扑结构的一种选择，可以运用在高压变频器、风力发电用变流器、并网变频器等多种场合。