新一代宽带宽功率放大器设计

混合分立式功率放大器设计

电路设计

我们前面展示的分布式放大器技术对MMIC效果明显。然而，对于混合分立式设计来说，要实现多级是十分困难的。我们选择采用一种桥接T拓扑结构，将单个晶体管的输入端匹配至50Ω。我们选择了合适的晶体管的尺寸，以便输出端的50Ω端口与其目标负载线完好匹配，因此，放大器输出端可以不匹配。我们选择了一款周长为1.24mm的晶体管。另外，借助周长为2.48mm的晶体管也可实现不错的负载线，其一般具有更高的效率和更低的功率密度。要进一步优化性能，可以在电路板级进行更多匹配。MMIC成品如图4所示。芯片的最终尺寸为1.277mm ×1.06mm。用周长为2.48mm的晶体管(本文中未讨论)打造的另一款芯片的尺寸为1.277mm ×1.305mm(大23%)。

图4：用于混合分立式功率放大器解决方案的MMIC成品图(左)和原理图(右)。

桥接T拓扑结构是Zobel网络的修改版，可以在输入端提供恒定阻抗。用于匹配晶体管输入端的拓扑结构如图4所示。该电路的匹配设计可在30MHz至2700MHz范围内提供良好的回波损耗性能。桥接T匹配的不足之处在于，网络损耗较大。然而，在这些低频下，晶体管拥有较大的增益，可以平衡掉这些损耗，从而使芯片在各种频率下均能无条件保持稳定。因此，对于该工作频率，桥接T是一种非常合适的选择，不会影响性能。

桥接T网络的低频性能在很大程度上取决于并联网络中的阻抗。为了在低频下实现实部阻抗，需要使用一个较大的电容。为此，我们用一个焊盘连接一个片外电容(见图4中的外部电容)。由于MMIC的输入端已匹配至50 Ω，因此，输入网络不需要进行其他匹配。此外，器件在尺寸设计上已在输出端提供近50 Ω的负载线，因此，输出匹配网络只需要一个串联L并联C网络以保障高频性能，然后，在低频下提供50Ω的负载阻抗以保障宽带性能。输入和输出匹配网络都采用了宽带偏置网络，并部署在一块4”×3”的应用板上。

混合式放大器的测量值

我们在一块用Rogers 4350B制成的电路板上对最终器件进行了测试。50Ω匹配输入表现良好，能在40MHz至2.7GHz的范围内实现10dB的回波损耗，在低至30MHz的频率范围内实现7dB的回波损耗(图5)。器件在低频下实现12dB的增益，在高频下实现17dB的增益。

在32V和脉冲条件下，放大器实现了5W的典型输出功率(或者，4W/mm的功率密度)，在1至2.7GHz范围内实现45%的功率附加效率(图6)。我们选择了脉冲而非CW工作模式，因为评估板限制了总功耗。另外，我们在1至2.7GHz范围内对数据进行了测量，因为我们无法在1GHz以下构建脉冲试验台。

讨论

结果表明，两款放大器均能在30~2700 MHz范围内工作，二者具有相似的输出功率密度。完全匹配的MMIC在器件尺寸以及输出功率的选择方面表现出较大的灵活性，但其代价也比较大。另一方面，我们展示的混合式解决方案具有较为独特，器件尺寸固定，因此对性能形成了限制;较小或大得多的晶体管都无法在整个带宽范围内取得良好效果。但是，由于芯片尺寸非常小(为MMIC的1/4，但功率仅少一半)，因此其代价更能令人接受。另外，最多可以使用两倍周长的晶体管，可实现类似MMIC的性能，芯片尺寸增幅也不大(23%)，并且混合式解决方案可使用外部元件进行调整，以在特定频段范围内实现更加优化的性能。然而，MMIC解决方案由于要处理的寄生电容较少，所以可以实现卓越的性能。归根结底，如果系统侧重于打造一种低成本的解决方案，并且可以牺牲一定的性能，则混合式解决方案是更合适的选择。然而，如果系统要求以较高的代价提供特定的性能，则MMIC解决方案是更好的选择。尽管如此，实践表明，两种设计技术都是宽带条件下的有效选择。

图5：混合MMIC分立式功率放大器的小信号S参数实测值。

图6：混合式解决方案的实测Pout和漏极效率。放大器驱动至3dB压缩点，所用脉冲宽度为100us，占空比为20%。

结论

本文介绍了两种不同的放大器平台，即全集成式MMIC和混合封装式放大器，两者均可在30 ~2700MHz范围内实现领先的性能。其实现方法是在MMIC上运用行波技术，在混合式设计中，则是运用桥接T拓扑结构使晶体管匹配至50Ω。两种技术各有优点，在性能和成本方面各有折衷。