基于TMS320F28335的恒流型馈能式电子负载的设计

摘要：针对电源设备出厂老化测试电能浪费问题，设计了一种基于TMS320F28335DSP的恒流型馈能式电子负载描述了一种原边带箝位二极管的ZVS移相全桥变换器的工作特点，采用了一种简便易行的移相波形数字控制方法；基于DC/DC电压前馈、DC/AC电压电流双环控制方法，研制出一台3.5 kW试验样机。实验结果表明：该系统性能稳定、调节速度快，能很好地满足测试老化及馈网要求。

随着电力电子技术的迅猛发展，新能源及各种节能技术的快速涌入，各类电力电子产品特别是功率变换器层出不穷。显然，传统的电阻箱老化方法已无法满足测试自动化及节能要求。电子负载作为一种测试电源设备性能指标的新型设备，因其具有节能、控制灵活、稳定性好等优点，近年来，得到了国内外学者的广泛重视与深入研究。

目前，电子负载产品繁多，拓扑结构也各种各样。但普遍存在开关损耗大、电能利用率低、无法满足隔离或馈网要求的缺陷，且市场上的电子负载大多适用于恒压源的老化测试，无法应用于恒流源设备。

本文研制了一台应用于恒流源设备放电测试的馈能式电子负载，该电子负载能对恒流源设备进行测试老化和逆变馈网，从而实现对电能的再生利用。随着电动汽车的逐渐普及，车载充电机的需求量也会增加，该电子负载无疑具有广阔的应用前景。

文中首先阐述了馈能型电子负载的基本原理，然后分别从硬件结构和控制策略重点分析，最后给出了实验参数与结果，验证了本方案的可靠有效。

1 系统拓扑与工作原理

1.1 系统结构

恒流型馈能式电子负载主电路如图1所示，它主要包括DC/DC直流变换器和DC/AC逆变器。DC/DC变换器需要对车载充电机进行负载特性模拟，即模拟蓄电池的充电特性，将输入恒流源转换为稳定的电压源，并实现高频隔离。它要同时级联充电机与逆变器，是整个系统的核心与难点。DC/AC逆变器通过对电网进行同步检测，将被测试电源输出的能量无污染的回馈给电网。

图1 电子负载主电路

1.2 DC/DC变换器

1.2.1 DC/DC变换器的选择

车载充电机是一种安装在电动汽车内部，可在车库、停车场、路边等任何有电源供应的地方充电的中小型功率充电装置。全桥变换器普遍应用于中大功率场合，采用移相控制，全桥变换器可实现零电压开关、零电压零电流开关和零电流开关3种软开关方式，但其输出整流二极管不是工作在软开关状态。输出整流二极管在换流时变压器副边存在寄生振荡，使二极管产生很高的尖峰电压。采用原边带箝位二极管的ZVS全桥变换器，能够有效抑制寄生振荡，减少电路损耗，消除尖峰电压。恒流输入原边带箝位二极管的ZVS全桥变换电路主要工作波形过程如图2所示。

图2 DC/DC主要工作波形

1.2.2 移相PWM的数字控制

TMS320F28335是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮点DSP控制器。与以往的定点DSP芯片相比，该DSP具有成本低，功耗小，性能高，外设集成度更高，数据以及程序存储量更大，AD转换更加精确和快速等特点。与常见的TMS320F2812DSP相比，TMS320F28335可通过配置DBRED和DBFED寄存器的设置，同时实现对上升沿和下降沿的延时控制。另外通过对TBPHS的寄存器的配置，可实现两路PWM的移相控制，因此，TMS320F28335产生移相PWM信号更加简便、可靠。

EPWM时序波形示意图如图3所示，Q1和Q3为超前桥臂，分别由EPWM1A和EPWM1B控制；Q2和Q4为滞后桥臂，分别由EPW-M2A和EPWM2B控制。移相EPWM的具体产生过程如下：

图3 移相PWM时序示意图

1）占空比及死区设置：配置时间基准模块（TB）与计数器比较模块（CC），使用增计数方式，EPWM1与EPWM2设定相同的周期值，比较寄存器CMPA值均设置为周期寄存器值的一半。通过死区控制模块（DB），设置PWM的A、B通道为互补模式，并配置相等的上升沿时间与下降沿时间，即

UBFED=DBRED.

2）移相角设置：配置TB模块，设置EPWM1、EPWM2为主从模式：EPWM1的同步输入来自外部引脚，EPWM2使用EPWM1的同步脉冲输入信号。初始化EPWM2的相位寄存器TBPHS值，当检测到输入同步脉冲时，相位寄存器值载入计数寄存器TBCNT.图中为移相角对应的计数值，TBPHS加载

值即为周期值TPR与φ2的差值。

3）占空比调节方式：通过使能EPWM2的中断标志位，一旦产生PWM,进入中断服务程序，通过调节EPWM2中TBPHS值，改变移相角φ2,从而控制有效占空比的大小，达到闭环控制的目的。

1.3 DC/AC逆变器设计

逆变器是将直流电能转化为交流电能的变换装置，供交流负载用电或与交流电网并网发电。如图1所示，本文选用H桥与LCL滤波电路组成的逆变电路。为能逆变回网，必须选用合适的PWM控制，实现网压与网流的反相，并保持功率因素为-1,从而，实现能量的馈网和再生利用。

2 控制系统设计

控制系统由驱动电路、检测电路、保护电路及LCD显示电路构成。控制核心芯片采用的是TMS320F28335 DSP,它是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮点DSP控制器。与以往的定点DSP芯片相比，该DSP具有成本低，功耗小，性能高，外设集成度更高，数据以及程序存储量更大，AD转换更加精确和快速等特点。系统控制结构如图4所示，图中有两个闭环控制回路，DC/DC控制环和DC/AC控制环。

图4 系统控制结构图

2.1 DC/DC控制环

本实验的车载充电机采用恒流限压充电方式对电动汽车的车载动力电池进行充电。充电机给动力电池充电时，对电池输入恒定的充电电流，电池电压将逐渐升高。当电池电压升高到某一电压值时，则电池已经充满，充电过程结束。

DC/DC变换器需完成两部分工作：一是模拟动力电池充电过程：二是维持输出电压稳定，以Icc实现逆变。本实验输入电压范匍为250~450 V,电压改变量为25 V.由于充电机以恒流放电，首先，根据动力电池充电特性，实时设定输入侧支撑电容Ci端电压值大小。然后，通过线性光偶电压采样电路，检测实际输入电压反馈值Ui,与设定值的偏差，送给PI环。最后，经PWM调节器，当Ui>时，增大占空比；当Ui<时，减小占空比。实现对占空比的调整，从而调节支撑电容的充放电时间，维持输入电压恒定。

在整个过程中，系统实时监控充电机输出电流Icc与全桥电路中电流Idc.若Icc恒定，则充电机测试合格。当Idc超过电流允许值时，PWM调节器会对pwm信号进行控制，维持系统的可靠运行。

与其他DC/DC控制方法不同的是，本实验通过电压前馈的方法，来实现输出电压的稳定，实验结果验证了此方法的可行性。

2.2 DC/AC控制环

逆变环节采用双环控制，外环为逆变器直流侧电压控制环，内环为交流电流控制环。直流输出电压给定信和实际电压值U0偏差值，交给PID调节器后输出直流电流指令信号ImoIm和逆变器交流侧输入电网的电流幅值ia成正比，它与标准正弦波相乘后形成交流输入电流的给定信号。与实际交流值ia的偏差值经P比例放大后，再经滞环控制得到spwm控制信号锁相环PLL保证交流输入电流的给定信号与电网电压同步同相。

3 实验结果及结论

3.1 实验参数

本实验以电动汽车车载充电机作为测试老化电源，其输出电流恒定为8 A,直流电压变化范隔为250~450 V.恒流式直流电子负载的主要参数如下：前级选用MOSFET SPW35N-60CFD双管并联，开关频率为50 kHz:高频变压器参数：铁氧体磁环，匝比1:1.5;整流二极管选用RHRG75120快恢复二极管；谐振电感Lr=12μH;隔直电容Cb=3μF;输出滤波电感Lr=156μH;输出滤波电容Cf=2 000μF.后级选用高频开关管选用MOSFET SPW35N60CFD,频率50 kHz,低频50 Hz,选用IGBT G80D60;LCL滤波电路参数：L2=L3=680μH,Cf2=4μF.实验结果表明，最大功率可达3.5 kW,工作效率约为88%,工作性能良好，且能实现全正弦回网。

3.2 基本波形

如图5所示，当输入电压设定为250V,开关频率为50kHz时的实验波形。图5（a）为功率管Q3驱动信号及漏板电压波形，由图可知Q3实现了零电压开通与关断。图5（b）为变压器原边电压及电流波形图，对比理论波形图图2可知，电压电流波形较理想。图（c）为逆变器并网输出侧电压电流波形图。

图5 实验波形

4 结束语

文中基于TMS320F28335高精度数字控制，采用一种原边带箝位二极管ZVS移相全桥变换电路，级联H桥逆变器的一种新型恒流型馈能式电子负载，经车载充电机放电测试，验证了数字控制系统实现的可行性，能可靠地实现软开关，很好的实现并网目标。

[1].RHRG75120datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/RHRG75120_578752.html.