可自动调整阈值的施密特触发器

基于交叉耦合式热阴极电子管的这种电路是由美国科学家施密特（O.H.Schmitt）发明的。从那以后，施密特触发器就成为许多信号处理电路中的一个重要构建模块。回差—高电压和低电压阈值之差—是施密特触发器工作时的固有特性。当输入信号越过这两个阈值时，电路可以抑制输入信号中包含的噪声，并产生频率与输入信号相同的矩形输出信号。

不管你用晶体管、运放还是比较器实现施密特触发器，你都需要确定要求的回差和两个阈值电压是多少。如果你知道输入信号的幅度以及可能包含的噪声大小，那么这个问题很容易回答。然而，如果这些参数是可变的，或者很大程度上并不明确，那么设置阈值来产生可靠的触发就极具技巧性：太大的回差可能无法使输入信号越过其中一个或两个阈值；太小的回差电压在输入信号有大量噪声的情况下又可能导致错误触发。

图1所示的设计实例可以解决这些问题。图中所示的实现电路可以根据输入信号的幅度自动调整触发阈值。比较器IC1A和模拟开关IC2B及电容C1组成正向峰值检测器。当输入信号上升并超过比较器反相输入端的C1中存储的电压时，比较器输出将变高电平，继而使IC2B切换到原理图中所示的位置。检测器现在采样输入信号，并充满C1中所存储的电荷。当输入信号下降至低于C1上的电压时，开关将改变状态，C1中存储的电压VU就成为了对应于输入信号正向峰值的直流电平。

图1：自适应施密特触发器。

比较器IC1B、模拟开关IC2C和电容C2组成了负向峰值检测器。它的工作原理和上述正向峰值检测器相同，只是采样的是信号的负向峰值，因此C2中存储的电压VL就是对应于输入信号负向峰值的直流电平。

R1、R2和R3组成的电阻网络为采样电容中存储的电荷提供放电路径，并为最后的比较器IC4A分别设置上限阈值电压VTU和下限阈值电压VTL.电阻值的选择原则是，使VTU稍小于VU，VTL稍大于VL.如果设置R1=R3，那么按百分比计算的电压差等于：

电压差＝[R1/（2R1+R2）]×100%

如果采用图中所示的元件值，那么VTU比VU小5%，VTL比VL大5%.这样，阈值就能不断地调整，以跟踪输入信号幅度和直流电平。比如，叠加在2V直流电平上、峰峰值为1V的信号（也就是VU=2.5V，VL=1.5V）所产生的阈值将是VTU=2.45V和VTL=1.55V.可以看出，由VH=VTU-VTL给定的回差电压VH（本例为0.9V）总是稍低于输入信号幅度的峰峰值。

阈值电压经IC3A和IC3B缓冲后馈入模拟开关IC2A.为了理解电路的最后部分是如何工作的，可以假设IC2A处于图中所示状态，因此阈值电压VTU馈入比较器的反相输入端，比较器同相输入端的输入信号从负峰值开始上升。数字输出信号VOUT目前处于低电平。在输入信号刚越过VTU的时刻，比较器输出立即变高，致使IC2A改变状态，将VTL馈入比较器的反相输入端。这种正反馈—典型的施密特触发器行为—确保了数字输出信号的快速完全切换。缓冲器IC3A和IC3B是很有必要的（特别是在高频时），可以在IC2A改变状态时防止IC4A反相输入端的杂散电容造成VTU和VTL的畸变。

图2和图3的示波器波形展示了使用比较器IC1和IC4=TLC3702以及运放IC3=TLC2272搭建的测试电路的性能。这些相当极端的例子反映了电路处理差别极大的输入信号的能力。

图2：含有调制“噪声”的500Hz信号。

图3：低幅度输入信号。

在图2中，源信号是一个被峰峰值为2.88V的100kHz正弦波所调制的、峰峰值为1.56V的500Hz正弦波信号，最终是叠加在2.5V直流电平之上、峰峰值约为4.4V的合成信号。尽管“噪声”幅度几乎是源信号幅度的两倍，但电路输出仍能以源信号频率利索地开关，并且完全不受高频调制的影响。图3展示了电路对很小输入信号的响应性能。这里的源信号是一个叠加于400mV直流电平上、峰峰值约为30mV的100kHz正弦波。输入信号中开关毛刺的存在（由于不太完美的面包板版图引起的）会导致输出信号有一些抖动。注意：图2中的输入信号比图3中的信号大100倍以上。事实上，若输入信号保持在比较器和缓冲器的共模范围内（本例约为0至4V），电路可以处理幅度变化达两个数量级的不同信号幅度。交流耦合只是当信号直流电平超出输入共模范围时才需要。

你应该选择C1和C2来适应预期的频率范围。100nF左右的值适合大约300Hz以上或左右的频率。当小于这个频率时，应增加采样电容，以防止在VU和VL上出现过多的衰减纹波。TLC3702比较器可以很好地工作到100kHz左右，但超过这个水平时，你可能就需要选用速度更快的器件。上述电路并不是适合所有的触发应用，但对于传统施密特触发器的固定阈值不适合的应用来说是很有用的。