高速ADC电源设计: 至关重要的各种测试测量方法

当今许多应用都要求高速采样模数转换器(ADC)具有12位或以上的分辨率，以便用户能够进行更精确的系统测量。

然而，更高分辨率也意味着系统对噪声更加敏感。系统分辨率每提高一位，例如从12位提高到13位，系统对噪声的敏感度就会提高一倍。因此，对于ADC设计，设计人员必须考虑一个常常被遗忘的噪声源——系统电源。ADC属于敏感型器件，每个输入(即模拟、时钟和电源输入)均应平等对待，以便如数据手册所述，实现最佳性能。噪声众多，形式多样，噪声辐射会影响性能。

当今电子业界的时髦概念是新设计在降低成本的同时还要 “绿色环保”。具体到便携式应用，它要求降低功耗、简化热管理、最大化电源效率并延长电池使用时间。然而，大多数ADC的数据手册建议使用线性电源，因为其噪声低于开关电源。这在某些情况下可能确实如此，但新的技术发展证明，开关电源可以也用于通信和医疗应用。

这里将介绍对于了解高速ADC电源设计至关重要的各种测试测量方法。为了确定转换器对供电轨噪声影响的敏感度，以及确定供电轨必须处于何种噪声水平才能使ADC实现预期性能，有两种测试十分有用：一般称为电源抑制比 (PSRR)和电源调制比(PSMR)。

模拟电源引脚详解

一般不认为电源引脚是输入，但实际上它确实是输入。它对噪声和失真的敏感度可以像时钟和模拟输入引脚一样敏感。即使进入电源引脚的信号实际上是直流，而且一般不会出现重复性波动，但直流偏置上仍然存在有定量的噪声和失真。导致这种噪声的原因可能是内部因素，也可能是外部因素，结果会影响转换器的性能。

想想经典的应用案例，其中，转换器采样时钟信号中有噪声或抖动。采样时钟上的抖动可能表现为近载波噪声，并且/或者还可能表现为宽带噪声。这两种噪声都取决于所使用的振荡器和系统时钟电路。即使把理想的模拟输入信号提供给理想的ADC，时钟杂质也会在输出频谱上有所表现，如图2所示。

由该图可以推论出是电源引脚。用一个模拟电源引脚 (AVDD)代替图2中的采样时钟输入引脚。相同的原理在此 同样适用，即任何噪声(近载波噪声或宽带噪声)将以这种 卷积方式出现在输出频谱上。然而，有一点不同;可以将 电源引脚视为带一个40 dB至60 dB的衰减器(具体取决于工 艺和电路拓扑结构)的宽带输入引脚。在通用型MOS电路 结构中，任何源极引脚或漏极引脚在本质上都是与信号路 径相隔离的(呈阻性)，从而带来大量衰减，栅极引脚或信 号路径则不是这样。假定该设计采用正确的 电路结构类型来使隔离效果达到最大化。在电源噪声非常明显的情况 下，有些类型(如共源极)可能并不是十分合适，因为电源 是通过阻性元件偏置的，而该阻性元件后来又连接到输出 级，如图3和图4所示。AVDD引脚上的任何调制、噪声等 可能更容易表现出来，从而对局部和/邻近电路造成影响。 这正是需要了解并探索转换器PSRR数据的原因所在。

正如不同实现方式所示，存在寄生R、C和失配造成的不同 频率特性。记住，工艺也在不断变小，随着工艺的变小， 可用带宽就会增加，可用速率也会提升。考虑到这一点， 这意味着更低的电源和更小的阈值。为此，为什么不把电 源节点当作高带宽输入呢，就像采样时钟或模拟输入引脚一样呢?

何谓电源抑制

当供电轨上有噪声时，决定ADC性能的因素主要有三个， 它们是PSRR-dc、PSRR-ac和PSMR。

PSRR-dc指电源电压的 变化与由此产生的ADC增益或失调误差的变化之比值，它可以用最低有效位(LSB)的分数、百分比或对数dB (PSR = 20 × log10 (PSRR))来表示，通常规定采用直流条件。

但是，这种方法只能揭示ADC的一个额定参数随电源电压 可能会如何变化，因此无法证明转换器的稳定性。

更好的方法是在直流电源之上施加一个交流信号，然后测试电源 抑制性能(PSRR-ac)，从而主动通过转换器电路耦合信号 (噪声源)。这种方法本质上是对转换器进行衰减，将其自身表现为杂散(噪声)，它会在某一给定幅度升高至转换器噪底以上。其意义是表明在注入噪声和幅度给定的条件下转换器何时会崩溃。同时，这也能让设计人员了解到多大 的电源噪声会影响信号或加入到信号中。

PSMR则以不同的方式影响转换器，它表明当与施加的模拟输入信号进行 调制时，转换器对电源噪声影响的敏感度。这种影响表现 为施加于转换器的IF频率附近的调制，如果电源设计不严 谨，它可能会严重破坏载波边带。

总之，电源噪声应当像转换器的任何其他输入一样进行测 试和处理。用户必须了解系统电源噪声，否则电源噪声会提高转换器噪底，限制整个系统的动态范围。

电源测试

图6所示为在系统板上测量ADC PSRR的设置。分别测量每 个电源，以便更好地了解当一个交流信号施加于待测电源 之上时，ADC的动态特性。开始时使用一个高容值电容，例如100 F非极化电解质电容。电感使用1 mH，充当直流 电源的交流阻塞器，一般将它称为“偏置-T”，可以购买采用连接器式封装的产品。

使用示波器测量交流信号的幅度，将一个示波器探针放在电 源进入待测ADC的电源引脚上。为简化起见，将施加于电 源上的交流信号量定义为一个与转换器输入满量程相关的 值。例如，如果ADC的满量程为2V p-p，则使用200 mV p-p 或–20 dB。接下来让转换器的输入端接地(不施加模拟信号)， 查找噪底/FFT频谱中处于测试频率的误差杂散，如图5所 示。若要计算PSRR，只需从FFT频谱上所示的误差杂散值中 减去–20 dB即可。例如，如果误差杂散出现在噪底的–80 dB 处，则PSRR为–80 dB – –20 dB，即–60 dB(PSRR = 误差杂散 (dB) – 示波器测量结果(dB))。–60 dB的值似乎并不大，但如 果换算成电压，它相当于1 mV/V(或10 60/20)，这个数字对于 任何转换器数据手册中的PSRR规格而言都并不鲜见下一步是改变交流信号的频率和幅度，以便确定ADC在系 统板中的PSRR特性。数据手册中的大部分数值是典型值， 可能只针对最差工作条件或最差性能的电源。例如，相对 于其他电源，5 V模拟电源可能是最差的。应确保所有电源 的特性都有说明，如果说明得不全面，请咨询厂家。这 样，设计人员将能为每个电源设置适当的设计约束条件。

请记住，使用LC配置测试PSRR/PSMR时有一个缺点。当扫 描目标频段时，为使ADC电源引脚达到所需的输入电平， 波形发生器输出端所需的信号电平可能非常高。这是因为 LC配置会在某一频率(该频率取决于所选的值)形成陷波滤 波器。这会大大增加陷波滤波器处的接地电流，该电流可 能会进入模拟输入端。要解决这一问题，只需在测试频率 造成测量困难时换入新的LC值。这里还应注意，LC网络 在直流条件下也会发生损耗。记住要在ADC的电源引脚上测量直流电源，以便补偿该损耗。例如，5 V电源经过LC网 络后，系统板上可能只有4.8 V。要补偿该损耗，只需升高 电源电压即可。

PSMR的测量方式基本上与PSRR相同。不过在测量PSMR 时，需将一个模拟输入频率施加于测试设置，如图7所示。

另一个区别是仅在低频施加调制或误差信号，目的是查看 此信号与施加于转换器的模拟输入频率的混频效应。对于 这种测试，通常使用1 kHz至100 kHz频率。只要能在基频周 围看到误差信号即混频结果，则说明误差信号的幅度可以 保持相对恒定。但也不妨改变所施加的调制误差信号幅 度，以便进行检查，确保此值恒定。为了获得最终结果， 最高(最差)调制杂散相对于基频的幅度之差将决定PSMR规 格。图8所示为实测PSMR FFT频谱的示例。

电源噪声分析

对于转换器和最终的系统而言，必须确保任意给定输入上的噪声不会影响性能。前面已经介绍了PSRR和PSMR及其重要意义，下面将通过一个示例说明如何应用所测得的数值。该示例将有助于设计人员明白，为了了解电源噪声并满足系统设计需求，应当注意哪些方面以及如何正确设计。

首先，选择转换器，然后选择调节器、LDO、开关调节器 等。并非所有调节器都适用。应当查看调节器数据手册中 的噪声和纹波指标，以及开关频率(如果使用开关调节器)。 典型调节器在100 kHz带宽内可能具有10 V rms噪声。假设 该噪声为白噪声，则它在目标频段内相当于31.6 nV rms/√Hz 的噪声密度。

接着检查转换器的电源抑制指标，了解转换器的性能何时 会因为电源噪声而下降。在第一奈奎斯特区f S /2，大多数 高速转换器的PSRR典型值为60 dB (1 mV/V)。如果数据手册 未给出该值，请按照前述方法进行测量，或者询问厂家。

使用一个2 V p-p满量程输入范围、78 dB SNR和125 MSPS采 样速率的16位ADC，其噪底为11.26 nV rms。任何的噪 声都必须低于此值，以防其影响转换器。在第一奈奎斯特 区，转换器噪声将是89.02 V rms (11.26 nV rms/√Hz) × √ (125 MHz/2)。虽然调节器的噪声(31.6 nv/√Hz)是转换器的 两倍以上，但转换器有60 dB的PSRR，它会将开关调节器的 噪声抑制到31.6 pV/√Hz (31.6 nV/√Hz × 1 mV/V)。这一噪声 比转换器的噪底小得多，因此调节器的噪声不会降低转换器的性能。

电源滤波、接地和布局同样重要。在ADC电源引脚上增加 0.1 F电容可使噪声低于前述计算值。请记住，某些电源引 脚吸取的电流较多，或者比其他电源引脚更敏感。因此应 当慎用去耦电容，但要注意某些电源引脚可能需要额外的 去耦电容。在电源输出端增加一个简单的LC滤波器也有助 于降低噪声。不过，当使用开关调节器时，级联滤波器能 将噪声抑制到更低水平。需要记住的是，每增加一级增益 就会每10倍频程增加大约20 dB。

最后需要注意的一点是，这种分析仅针对单个转换器而 言。如果系统涉及到多个转换器或通道，噪声分析将有所 不同。例如，超声系统采用许多ADC通道，这些通道以数 字方式求和来提高动态范围。基本而言，通道数量每增加 一倍，转换器/系统的噪底就会降低3 dB。对于上例，如果 使用两个转换器，转换器的噪底将变为一半( 3 dB);如果 使用四个转换器，噪底将变为 6 dB。之所以如此，是因为 每个转换器可以当作不相关的噪声源来对待。不相关噪声 源彼此之间是独立的，因此可以进行RSS(平方和的平方根) 计算。最终，随着通道数量增加，系统的噪底降低，系统 将变得更敏感，对电源的设计约束条件也更严格。

结论

要想消除应用中的所有电源噪声是不可能的。任何系统都 不可能完全不受电源噪声的影响。因此，作为ADC的用 户，设计人员必须在电源设计和布局布线阶段就做好积极 应对。下面是一些有用的提示，可帮助设计人员最大程度 地提高PCB对电源变化的抗扰度：

对到达系统板的所有电源轨和总线电压去耦。

记住：每增加一级增益就会每10倍频程增加大约20 dB。

如果电源引线较长并为特定IC、器件和/或区域供电， 则应再次去耦。

对高频和低频都要去耦。

去耦电容接地前的电源入口点常常使用串联铁氧体磁 珠。对进入系统板的每个电源电压都要这样做，无论它是来自LDO还是来自开关调节器。

对于加入的电容，应使用紧密叠置的电源和接地层(间 距≤4密尔)，从而使PCB设计本身具备高频去耦能力。

同任何良好的电路板布局一样，电源应远离敏感的模拟 电路，如ADC的前端级和时钟电路等。

良好的电路分割至关重要，可以将一些元件放在PCB的 背面以增强隔离。

注意接地返回路径，特别是数字侧，确保数字瞬变不会 返回到电路板的模拟部分。某些情况下，分离接地层也 可能有用。

将模拟和数字参考元件保持在各自的层面上。这一常规 做法可增强对噪声和耦合交互作用的隔离。

遵循IC制造商的建议;如果应用笔记或数据手册没有直接 说明，则应研究评估板。这些都是非常好的起步工具。

这篇技术文章旨在清楚说明高速转换器的电源敏感问题， 以及它为何对用户的系统动态范围如此重要。为使系统板 上的ADC实现数据手册所述的性能规格，设计人员应当了解所需的布局布线技术和硬件。