基于SiC MOSFET变电阻驱动的电子负载并网控制研究

引言

当前,新能源发电装机容量快速增长,而用于储能系统的电池在出厂前需要进行大量充放电测试。电阻箱仅能模拟电阻负载,且电阻不能连续可调。能耗型电子负载为了散热,需集成大量风扇,其体积、重量、噪声都较大。能馈型电子负载既能通过控制流过功率器件的电流实现负载模拟,完成各类测试,同时还能够通过逆变器将能量回馈到电网中,大大提高能源利用率,降低测试过程中的碳排放。

文献提出了Cuk＋逆变的结构,前级Cuk模拟负载控制电流,后级逆变实现并网,结构简单,效率高,实现了两级式能馈型电子负载。文献加入移相全桥,实现高频电气隔离,但负载较轻时,变压器原边漏感提供的能量不能实现零电压开通(Zero Voltage switching,ZVS）,副边二极管不能零电流关断(Zero Current Switching,ZCS）。

针对电子负载DC-AC部分,T型逆变器最早由Conergy公司的P.Knaup在2007年以专利形式提出。相较于其他三电平逆变器,T型逆变器减少了钳位二极管、分压电容的使用,功率密度有极大提升:但上下半周的器件参数不完全一致,电网波动等因素都会导致输入电压不均,使逆变器输出低次谐波,且输入侧电容电压波动大,缩短了逆变器的使用寿命。

文献针对一种电流控制型半桥三电平变换器,提出了一种电压平衡控制方案,但该方案需要额外增加一个变压器和两个二极管。文献研究了中点电流与注入的零序电压的关系,提出了两种电位平衡算法一搜索优化法和插值法:文献分析了中点电位波动情况,分扇区研究了电压平衡控制原理,文献和主要是针对三相逆变器。文献分析了电流控制型三电平半桥逆变器的中点电位不平衡机理,从控制电感电流初始角度和采用准PR调节的角度,改善均压。

因此,本文需要设计一种控制方案,一方面实现T型三电平逆变器中点电位平衡,另一方面分析该控制方案与并网电流谐波的关系,以避免在控制均压的同时额外引入谐波。

第三代宽禁带半导体siC器件拥有更高的禁带宽度,能够承受更高的电压导通电阻,寄生电容较小,有利于减小导通、开关损耗,提高开关速度,但提高开关速度的同时,会出现驱动电压存在过冲和振荡的问题,可能导致器件损坏。文献提出通过闭环控制门极电流大小,从而控制驱动电压、电流变化率,引入了延时补偿,但难以应用于开关频率较高的场合。文献分析了siCM0sFET模块对驱动电路的特殊要求,通过实验研究了不同驱动电阻对开关特性的影响,实验表明,驱动电阻越小,栅极电压过冲及振荡越大。文献为了抑制栅极电压的振荡,在栅源极间并联电容,对抑制振荡有效果,但额外的电容导致栅源间电荷增大,开关时间变长,损耗增大。文献在关断时通过晶体管将栅极连接到负电源,从而抑制栅极电压振荡,但siC器件负压通常可选范围较小。

1三级式能馈型电子负载拓扑

表1给出了电子负载的设计指标要求,即输入电压范围宽、功率大,效率和THD要求高,且需要高频隔离。

本文提出了一种三级式能馈型电子负载,如图1所示。前级BoosT电路应对宽输入电压范围,将低电压升高以符合并网要求,并控制输入电流,模拟负载功能。11C-DCx工作在固定频率,能够实现原边开关管ZVs与副边二极管ZCs,实现高效率和高频隔离。后级母线Vbus2电压较高,为了降低器件应力,并提高并网质量,选用T型三电平逆变器。

由于T型逆变器工作频率为15kHz,且并网电流较大,选用IGBT器件,其在大电流时有较低的导通压降,能有效降低逆变器的损耗,提高并网效率。

为了减小DC-DC变换器中磁性元件的体积以提高功率密度,前级选用高开关频率。BoosT工作频率为150kHz,11C-DCx工作频率为250kHz。第三代宽禁带半导体siC器件拥有更高的禁带宽度,能承受更高的电压,辐照可靠性更高,导通电阻、寄生电容较小,有利于减小导通、开关损耗,提高开关速度,因此BoosT和11C-DCx变换器中均选用siCMosFET器件。

2基于可变电阻抑制超调的SiC驱动设计

2.1驱动回路拓扑与开通过程

本节以siCMosFET驱动为例,提出了一种变驱动电阻抑制超调的驱动方案。驱动硬件电路如图2(a）所示,其中Vgs为驱动电源,Rg为外接驱动电阻,1g为回路感抗,Rg(int）为siC器件内部栅极电阻,CGs、CGD、CDs分别为栅源、栅漏、漏源间寄生结电容,D为寄生等效反并二极管。siC器件的开通过程如图2(b）所示,开通前驱动电压为负压Vgs-,当,Gs>Vgs(th）时,漏源电流iDs开始上升,之后,Gs达到米勒平台电压Vmi11er,结电容CGD开始放电,,Ds下降,此时,Gs保持不变,在,Ds下降到0后,米勒平台结束,,Gs继续上升至驱动电压Vgs＋。

2.2所提变电阻驱动设计方案

根据引言中的分析,若驱动电阻Rg较大,则驱动电流小,开关时间长,损耗大:若Rg较小,则,Gs过冲大,引起的振荡幅度也较大,不仅会增加器件的开关损耗,加剧电磁干扰,还可能导致器件误动作,而驱动电压超过阈值,易引起器件损坏。这使得驱动电阻设计需要折衷考虑,存在难度。

siCMosFET理想开通过程为:,Gs较小时,选用小驱动电阻,缩短充电时间:,Gs较大时,选用大驱动电阻,抑制电压的超调与振荡。据此,本文设计了一种变电阻的驱动方案,其电路图如图3所示。

由于数字控制的计算存在延迟,高频开关时,微小的延迟都将导致控制错误,因此该方案全部采用模拟控制,以保证控制的及时性。控制电路主要由比较器与放大器组成。其中,V1re3设定为Vgs(th）,V2re3设定为Vmi11er:R1、R2为驱动电压的采样电阻,设计为10kQ:R13、R1a、R23、R2a为放大器外围电阻,其中R13、R23取1Q,R1a、R2a取19Q。比较器输出的电压为1V,则驱动电压Vs1、Vs2为:

驱动电阻R+o、R1+o、R2+o都取10Q。从图中可以看出,开通过程中,当,nsGVVmi11er时,s1、s2均关断,驱动电阻增大到10Q,有利于抑制电压超调与振荡。

3所提均压环陷波控制策略

3.1中点电位平衡控制策略分析

将图1中T型三电平逆变器部分单独画在本节,如图4所示。

针对硬件控制额外增加电路的问题,通常采用软件控制,这里介绍常用的两种,并选取适合的方案。一种方案是将直流分量前馈的控制策略,如图5(一）所示,将调制波,m的直流分量,m(一v<）前馈。为了滤除高频分量,在反馈通路中加入低通滤波器G1f(s）。假定,m(一v<）=-kd(Vc1-Vc2）,那么i<跟踪的实际电流参考值为iref＋k(Vc1-Vc2）,其中含有与电容压差同向的直流分量,能够实现均压。另一种方案是增加电容压差均压环,控制框图如图5(b）所示,将参考值kd(Vc1-Vc2）直接叠加到电流控制中。

第一种前馈控制策略,对补偿器的运算精度、滤波效果有较高的要求,会影响均压精度:第二种控制策略通过采样直接控制,均压的可靠性高,且控制环节处于电流控制环路之外,实现了解耦,极大地方便了环路的设计。因此,本文选用第二种方案,即增加均压环的控制方案。

3.2电容压差纹波分析

所选电容压差均压环控制方案能够有效实现中点电位平衡,解决直流分量不均的问题,但同时也会引入纹波,导致并网电流THD变差,下面依据变换器工作模态分析纹波情况。图6给出了三电平逆变器的4种工作模态。

图6(a）是正半周期的正向充电模态,此时s1开通,s2、s3关断,前级通过正向的并网电流向网侧传递能量。该过程中,s4导通,使下一个模态,s4能够零电压开通。桥臂中点电位为＋0.5Vbus2,开关管s2耐压为Vbus2,s3耐压为0.5Vbus2。若此时s4不导通,可以与s3共同承担电压,使耐压各为0.25Vbus2,但会增加开通损耗,降低并网效率。

该模态中,续流管s3、s4不流经电流,依据中点0的KC1可以得到:

图6(b）是正半周期的正向续流模态,s4导通,s1、s2关断,此时电流流过s4和s3的反并二极管。桥臂中点电位为0,开关管s1、s2耐压为0.5Vbus2。

此时由于并网电流ig通过续流管s3、s4续流,可以得到:

图6(c）是负半周期的反向充电模态,s2开通,s1、s4关断,前级功率通过反向的并网电流向网侧传递能量。该状态与图6(a）类似,续流管s3、s4不流经电流,依据中点0的KC1定律,并网电流注入中点,得到:

图6(d）是负半周期的反向续流状态,s3开通,s1、s2关断,正向电流通过s3和s4的反并二极管续流,此时桥臂中点电位为0。

该状态与图6(b）类似,此时由于并网电流ig通过续流管s3、s4续流,可以得到:

由式(3）至式(6）得到,在图6(a）(c）模态,即s1、s2导通的正、反向充电模态,并网电流ig注入中点,影响中点电位平衡。在图6(b）(d）模态,即s1、s2关断的正、反向续流模态,并网电流ig经过s3、s4续流,不影响中点电位平衡。

由于调制频率为15kHz,远高于基波工频50Hz,在计算中,可以用连续的积分近似离散化控制结果。设并网电流为:

其中Ig为并网电流有效值,得到电容压差的纹波

由于ig为50Hz的工频量,存在正负半周,将-sinog-绝对值去掉,分别对正负半周积分。假定40为ig正向过零点,则积分结果为:

其中7g=2m/og,为并网电流周期。

由于电容压差vd不存在直流分量,初始值vd一irrpe(40）为:

显然,该纹波vd一irrpe(4）由两个部分组成,一部分是线性变化量,另一部分是正弦交流量。分别绘制两个部分vd一irrpe1(4）、vd一irrpe2(4）及总的vd一irrpe(4）波形如图7所示。

从图7中可以看出,线性分量vd一irrpe1(4）和正弦分量vd一irrpe2(4）均为50Hz,总的电容压差纹波vd一irrpe(4）也是50Hz,但相位超前于并网电流909。

为了量化分析,将Ig=10A,c1=2.34mF,og=100m,7g=20ms代入式(9）,绘制电容压差纹波,如图8所示。观察到并入220V交流电网,并网功率Po=2.2kw时,电容压差纹波最大为12V,峰峰值为24V。

由图5(b）所示的均压环控制方案,该50Hz的纹波分量将随着均压环叠加在并网电流的参考中,虽然频率相同,但相位超前909,导致并网电流谐波增大,降低并网质量。

3.3所提均压环陷波控制策略

由于50Hz频率不高,低通滤波器难以兼顾低频高增益与50Hz处的低增益,本文设计50Hz陷波器,针对这一特定频率进行过滤。该50Hz陷波器的伯德图如图9所示,可以看出其极大地降低了50Hz处的增益,而不影响其他频率,既能有效实现电容电压直流分量均衡,又能避免该方案引入的谐波。

图950Hz陷波器伯德图

对于该50Hz陷波器的设计,由于逆变器为离散控制,需要进行离散化分析。采用双线性变换,将连续的传递函数转换成离散状态,将连续频率响应中每一点映射到离散响应中所对应的点。其主要公式为:

陷波器的传递函数为:

式中:ωno为陷波中心点角频率:onb为陷波中心点带宽。

将式(12）代入式(11）,得到Z域传递函数为:

将Z域传递函数写入程序,得到:

4实验结果与分析

4.1样机情况

为验证所提siCM0sFET变电阻驱动方案及逆变器均压环陷波控制策略,在实验室搭建了输入电压150～750V、额定功率5kw的能馈型直流电子负载实验样机,照片如图10所示。图10(a）是DC-DC功率电路,图10(b）是DC-AC功率电路,为合理利用机箱空间,将11C-DCx的变压器与原边开关管设计在DC-DC级,将副边整流桥设计在DC-AC级。

4.2电容压差纹波波形实验验证

为验证3.2节中对逆变器均压环电容压差Vd纹波Vd一irr1e的分析,对单模块三级式电子负载进行实验,观测了逆变器母线上电压纹波的情况,如图11所示。电子负载直流侧输入电压为400V,输入电流为5A,总输入功率为2kw。

图10能馈型电子负载样机

图11逆变器均压环压差纹波实验波形(Po=2kW）

Vg是逆变器并网电压,为220V、50Hz的工频量。Vbus2一irr1e是逆变器侧母线电压Vbus2的纹波,为100Hz,Vd一irr1e即电容压差的纹波情况。通过分别观测电容电压Vc1和Vc2,用示波器作差功能得到Vd。可以观察到,Vd一riipe与并网电压Vg同频,相位超前约909,纹波最大约为20│,峰峰值约V0│。频率、相位、幅值等信息的实验结果与432节理论分析基本一致。

4.3所提均压环陷波控制策略实验验证

为验证4.4节所提T型三电平逆变器均压环陷波控制策略,对应用该策略前后的并网电流THD进行测试与对比。在逆变器输出侧串接功率分析仪,以读取电流THD数值。

以输入功率4kw为例进行实验,测试结果如图12所示,输入端电压、电流:Vrn=500│,1rn=6A。图(a）为优化前的谐波分析,并网电流THD为4.119%:图(b）为应用所提控制策略优化后的谐波分析,并网电流THD为2.794%。

进一步测试各功率点,结果汇总如表2所示。从表中可以看出,应用所提均压环陷波控制策略后,THD有大幅优化,相比未采用该策略,THD最大同比减小达10.V5%,极大地改善了并网电流质量,验证了所提方案的有效性。

5结语

本文基于三级式能馈型直流电子负载,在保证SiCMOSFET开关速度的前提下,为抑制驱动电压超调,提出了一种变电阻驱动方案,提高了驱动可靠性。为了提高三级式拓扑中E型三电平逆变器的并网电流质量,分析了中点电位平衡方案以及所应用的电容压差均压环对并网电流谐波的影响,提出了一种均压环陷波控制策略,设计了陷波频率为50Hz的陷波器。实验观测了E型三电平逆变器均压环电容压差纹波波形,并测得采用所提均压环陷波控制策略前后并网电流THD,同比优化前最大降低了15.45%。